авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:     | 1 | 2 || 4 | 5 |

«УЗБЕКСКОЕ АГЕНТСТВО СВЯЗИ И ИНФОРМАТИЗАЦИИ ТАШКЕНТСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ ИНФОРМАЦИОННЫХ ТЕХНОЛОГИЙ Факультет Радиотехники, Радиосвязи и Телерадиовещания ...»

-- [ Страница 3 ] --

мультиплексор является внутренним или локальным коммутатором. Например, менеджер полезной нагрузки может динамически изменять логическое соответствие между трибным блоком TU и каналом доступа, что равносильно внутренней коммутации каналов (рис.9.8).

Рис.9. Мультиплексор имеет возможность коммутировать собственные каналы доступа, что равносильно локальной коммутации каналов (рис.9.9).

Рис.9. На мультиплексоры также возлагаются задачи локальной коммутации на уровне однотипных каналов доступа, т.е. задачи, решаемые концентраторами. В общем случае используются специальные синхронные коммутаторы - SDXC, осуществляющие не только локальную, но и общую или сквозную коммутацию высокоскоростных потоков и синхронных транспортных модулей STM-N (Рис.9.10). Важной особенностью таких коммутаторов является отсутствие блокировки других каналов при коммутации, когда коммутация одних групп TU не накладывает ограничений на процесс обработки других групп TU, такая коммутация называется неблокирующей.

Рис.9.10 Общий или проходной коммутатор высокоскоростных каналов Выделяются шесть различных функций, выполняемых коммутатором:

- маршрутизация (routing) виртуальных контейнеров VC, проводимая на основе использования информации в маршрутном заголовке ROH соответствующего контейнера;

- консолидация или объединение (consolidation/hubbing) виртуальных контейнеров VC, проводимая в режиме концентратора/хаба;

-трансляция (translation) потока от точки к нескольким точкам, или к мультиточке, осуществляемая при использовании режима связи "точка - мультиточка";

-сортировка или перегрупировка (drooming) виртуальных контейнеров VC, осуществляемая с целью создания нескольких упорядоченных потоков VC из общего потока VC, поступающего на коммутатор;

-доступ к виртуальному контейнеру VC, осуществляемый при тестировании оборудования;

-ввод/вывод (drop/insert) виртуальных контейнеров, осуществляемый при работе мультиплексора ввода/вывода;

Тополлогия сети SDH Существует следующий базовый набор стандартных топологий сетей SDH.

Топология "точка-точка".

Сегмент сети, связывающий два узла A и B, или топология "точка - точка", является наиболее простым примером базовой топологии SDH сети (рис.9.11). Она может быть реализована с помощью терминальных мультиплексоров ТМ, как по схеме без резирвирования канала прима/передачи, так и по схеме со стопроцентным резервированием типа 1+1, использующей основной и резервный электрические или оптические агрегатные выходы (каналы прима/передачи).

Рис. 9.11 Топология "точка-точка", реализованная с использованием ТМ.

Топология "последовательная линейная цепь".

Эта базовая топология используется тогда, когда интенсивность трафика в сети не так велика и существует необходимость ответвлений в ряде точек линии, где могут вводиться каналы доступа. Она может быть представлена либо в виде простой последовательной линейной цепи без резервирования, как на рис.9.12, либо более сложной цепью с резервированием типа 1+1, как на рис.9.13. Последний вариант топологии часто называют "упрощнным кольцом".

Рис. 9.12 Топология "последовательная линейная цепь", реализованная на ТМ и TDM Рис. 9.13 Топология "последовательная линейная цепь" типа "упрощнное кольцо" с защитой 1+1.

Топология "звезда", реализующая функцию концентратора.

В этой топологии один из удалнных узлов сети, связанный с центром коммутации или узлом сети SDH на центральном кольце, играет роль концентратора, или хаба, где часть трафика может быть выведена на терминалы пользователя, тогда как оставшаяся его часть может быть распределена по другим удалнным узлам (рис.9.14.) Рис. 9.14 Топология "звезда" c мультиплексором в качестве концентратора Топология "кольцо".

Эта топология (рис.9.15) широко используется для построения SDH сетей первых двух уровней SDH иерархии (155 и 622 Мбит/с). Основное приемущество этой топологии лгкость организации защиты типа 1+1, благодаря наличию в синхронных мультиплексорах SMUX двух пар оптических каналов прима/передачи: восток - запад, дающих возможность формирования двойного кольца со встречными потоками.

Рис. 9.15 Топология "кольцо" c защитой 1+1.

Архитектура сети SDH.

Архитектурные решения при проектировании сети SDH могут быть сформированы на базе использования рассмотренных выше элементарных топологий сети в качестве е отдельных сегментов.

Радиально-кольцевая архитектура.

Пример радиально-кольцевой архитектуры SDH сети приведн на рис.9.16. Эта сеть фактически построена на базе использования двух базовых топологий: "кольцо" и "последовательная линейная цепь".

Рис. 9.16 Радильно-кольцевая сеть SDH Архитектура типа "кольцо-кольцо".

Другое часто используемое в архитектуре сетей SDH решение - соединение типа "кольцо кольцо". Кольца в этом соединении могут быть либо одинакового, либо разного уровней иерархии SDH. На рис.9.17 показана схема соединения двух колец одного уровня - STM-4, а на рис.9.18 каскадная схема соединения трх колец - STM-1, STM-4, STM-16.

Рис. 9.17 Два кольца одного уровня.

Рис. 9.18 Каскадное соединение трх колец.

Линейная архитектура для сетей большой протяженности.

Для линейных сетей большой протяженности расстояние между терминальными мультиплексорами больше или много больше того расстояния, которое может быть рекомендовано с точки зрения максимально допустимого затухания волоконно-оптического кабеля. В этом случае на маршруте между ТМ (рис.9.19) должны быть установлены кроме мультиплексоров и проходного коммутатора ещ и регенераторы для восстановления затухающего оптического сигнала. Эту линейную архитектуру можно представить в виде последовательного соединения ряда секций, специфицированных в рекомендациях ITU-T G.957 и ITU-T G.958.

Рис. 9.19 Сеть SDH большой протяженности со связью типа "точка-точка" и е сегментация.

В процессе развития сети SDH разработчики могут использовать ряд решений, характерных, для глобальных сетей, таких как формирование своего "остова" (backbone) или магистральной сети в виде ячеистой (mush) структуры, позволяющей организовать альтернативные (резервные) маршруты, используемые в случае возникновения проблем при маршрутизации виртуальных контейнеров по основному пути. Это наряду с присущими сетям SDH внутренним резервированием, позволяет повысить наджность всей сети в целом.

Причм при таком резервировании на альтернативных маршрутах могут быть использованы альтернативные среды распространения сигнала. Например, если на основном маршруте используется ВОК, то на резервном - РРЛ, или наоборот.

Построение SDH Процессы загрузки/выгрузки цифрового потока.

Рассмотрим процессы, связанные с загрузкой и выгрузкой цифрового потока в транспортный модуль системы SDH (транспортный модуль STM-N). Процесс загрузки цифрового потока в транспортные модули представлен схематически на рис. 9.20.

Рис. 9.20 Процесс загрузки цифрового потока в синхронные транспортные модули (STM-N) В качестве примера рассмотрим процесс формирования синхронного транспортного модуля STM-1 из нагрузки потока Е1 (рис.9.21).

Рис.9.21.Формирование синхронного транспортного модуля STM- из нагрузки потока Е1.

Как видно из рисунка, в процессе формирования синхронного транспортного модуля к нагрузке сначала добавляются выравнивающие биты, а также фиксированные, управляющие и упаковывающие биты. К сформированному контейнеру С-12 добавляется заголовок маршрута VC-12 РОН (Path Overhead), в результате формируется виртуальный контейнер.

Добавление к виртуальному контейнеру 1 байта указателя (PTR) превращает первый в блок нагрузки (TU). Затем происходит процедура мультиплексирования блоков нагрузки в группы блоков нагрузки (TUG) различного уровня вплоть до формирования виртуального контейнера верхнего уровня VC-4. В результате присоединения заголовка маршрута VC- РОН образуется административный блок (AU), к которому подсоединяется секционный заголовок SОН (Section Overhead). Учитывая разделение маршрута на два типа секций (рис.

9.19), SОН состоит из заголовка регенераторной секции (RSOH) и заголовка мультиплексорной секции (MSOH).

Как видно, процесс загрузки цифрового потока связан с использованием процессов выравнивания (битового стаффинга), активностью указателей, а также с использованием заголовков РОН и SOH.

Размер контейнера в системе передачи SDH стандартизирован. Его размер несколько больше размера, необходимого для загрузки потока PDH соответствующего уровня иерархии с учетом максимально допустимой вариации скорости загружаемого потока. При загрузке цифрового потока производится процедура выравнивания его скорости методом битового стаффинга, для этого используется часть контейнера.

Различают два тида битового стаффинга:

плавающее выравнивание предусматривает не только компенсацию разницы в скоростях загружаемых цифровых потоков, но и ее вариацию. В этом случае полезная нагрузка в контейнере может гибко увеличиваться и уменьшаться, давая возможность грузки в контейнер потока с вариацией скорости. Для обеспечения плавающего выравнивания в нескольких частях контейнера предусматриваются поля переменного стаффинга.

Периодически повторяемые индикаторы стаффинга определяют, является ли бит в поле переменного стаффинга информационным или битом выравнивания и подлежит уничтожению в процессе выгрузки;

фиксированное выравнивание предусматривает добавление в состав контейнера дополнительных битов для того, чтобы его размер соответствовал стандартному. В отличие от процесса плавающего выравнивания, где стаффинговые биты идентифицируются индикаторами, в процессе фиксированного выравнивания индикаторы не используются.

Место расположения стаффингового поля определено структурой контейнера.

В процессе загрузки и выгрузки цифрового потока в синхронный транспортный модуль обычно используются оба вида выравнивания.

Резервирование К современной цифровой первичной сети предъявляются повышенные требования в части параметров ее надежности. В связи с этим современные первичные сети строятся с использованием резервных трактов и коммутаторов, выполняющих оперативное переключение в случае неисправности на одном из каналов. В этом случае в состав системы передачи включаются цепи резервирования мультиплексорной секции (Multiplex Section Protection - MSP). В сети SDH осуществляется постоянный мониторинг параметров ошибки (процедура контроля четности BIP) и параметров связности. В случае значительного ухудшения качества передачи в мультиплексорной секции выполняется оперативное переключение (APS) на резервную мультиплексорную секцию. Это переключение выполняется коммутаторами. По типу резервирования различаются коммутаторы APS с архитектурой 1+1 и 1:n (рис.9.22).

Для управления резервным переключением используются байты К1 и К2 секционного заголовка. В байте К1 передается запрос на резервное переключение и статус удаленного конца тракта. В байте К2 передается информация о параметрах моста, используемого в APS с архитектурой 1:n, данные по архитектуре MSP и сообщения о неисправностях, связанные с APS. Различные варианты архитектуры MSP используются в различных схемах резервирования. Наибольшее распространение имеют две схемы, непосредственно связанные с кольцевой топологией сетей SDH -схема "горячего резервирования" (рис.9.22а) и схема распределенной нагрузки (рис.9.22b). В первом случае трафик передается как в прямом, так и в резервном направлении. В случае повреждения происходит реконфигурация и создается резервный канал. В схеме распределенной нагрузки половина графика передается в прямом, половина - в обратном направлении. В этом случае при возникновении неисправности происходит переключение на уровне ресурсов.

Согласно ITU-T G.841 время резервного переключения не должно превышать 50 мс.

Рис.9.22 Архитектура MSP Контрольные вопросы 1.Покажите место цифровой первичной сети в системе электросвязи.

2.Приведите и поясните структуру первичной сети.

3.Приведите скорости передач, соответствующие различным схемам цифровой иерархии.

4.Поясните плезиохронную цифровую иерархию.

5.Поясните синхронную цифровую иерархию.

6.Какие знаете стандарты первичной цифровой сети, построенной на основе технологий PDH,SDH и АТМ.

7.Как строится иерархия SDH?

8.Привдите состав сети SDH.

9.Назначение мультиплексора в сети SDH.

10.Какие задачи может выполнять мультиплексор?

Лекция Манипуляция в ЦРРС Амплитудная, фазовая манипуляция Цифровая модуляция. Основные сведения Центральной проблемой при построении любой системы связи является выбор и техническая реализация способов введения передаваемой информации в физический переносчик в точке передачи и выделения этой информации в точке приема. Эта наиболее сложная задача известна как проблема модуляции и демодуляции.

Модуляция – это процесс кодирования информации, получаемой от источника информации, в форму, наиболее удобную для передачи по каналу связи. В общем случае этот процесс предусматривает перенос основной полосы частот модулирующего сигнала F в область высоких частот. Получающийся в результате модуляции радиосигнал s[t,u(t)] занимает полосу шириной 2F, центральная частота которой f0 намного выше верхней гра ничной частоты fв спектра модулирующего сигнала. Как правило, в качестве переносчика информации используется гармоническое колебание s(t) = Acos(2nf0t + ), основными параметрами которого, используемыми для модуляции, являются амплитуда А, частота f0 и фаза.

Практически во всех современных системах связи используются методы цифровой модуляции и цифровая обработка сигналов при демодуляции. Такие системы принято называть цифровыми системами передачи в отличие от аналоговых систем, в которых реализованы аналоговая модуляция и аналоговая демодуляция. Современные достижения радиоэлектроники обеспечивают возможность реализовать в передатчике и приемнике системы связи достаточно сложные алгоритмы цифровой обработки электрических сигналов. В результате качество передачи практически любых сообщений в цифровых системах оказывается выше, чем ка чество передачи этих сообщений с помощью аналоговых систем связи.

Цифровые системы передачи (ЦСП) обладают двумя важнейшими особенностями:

- любые сообщения представляются в цифровой форме, т.е. в виде последовательностей битов {ai, i =...,–1, 0, +1,...};

при любом значении индекса i символ аi принимает значения из алфавита {0, 1};

- передатчик системы формирует и передает по очереди в канал передачи конечное число сигналов {sm(t), т = 1, 2,..., М}, различающихся по форме, которые называются канальными символами;

- длительность канального символа обозначим как Tкс;

-один канальный символ «переносит» один бит или большее число битов, подлежащих передаче;

- если М = 2, то систему передачи называют двоичной;

- если величина М 2, то систему называют М-ичной.

Таким образом, передача последовательностей сообщений цифровыми системами осуществляется путем преобразования их в последовательность битов, которые преобразуются в последовательность канальных символов.

Число используемых канальных символов М и их форма в разных ЦСП различны, но они известны в точке приема. Поэтому основная функция приемника, точнее его демодулятора, в цифровой системе передачи состоит в том, чтобы оценить, какой из воз можных символов (сигналов) был передан передатчиком на очередном интервале времени длительностью Tкс.

Проблема оценивания символов (сигналов) возникает потому, что системы передачи должны проектироваться таким образом, чтобы передатчик излучал, а приемник правильно принимал канальные символы с минимально возможной энергией. Критическим местом в системе передачи, в котором энергия канальных символов оказывается наименьшей, является вход приемника. Энергия принимаемого символа Ес здесь должна быть не менее некоторого порогового значения Епор, которое определяется заданным пороговым значением отношения сигнал-шум (ОСШ) qпор.

До формирования канальных символов подлежащие передаче, биты сначала преобразуются в последовательность положительных и отрицательных электрических импульсов длительностью Tс прямоугольной формы, для которой принимаем обозначение v(t);

последовательность полученных таким способом импульсов называют модулирующим сигналом. Преобразование последовательности битов в последовательность электрических импульсов осуществляется по следующему правилу: 0 bv(t), 1 – bv(t), где b 0 –амплитуда импульса. При этом модулирующий сигнал (11.1) u (t ) bi v(t iTc ).

i В (9.1) суммирование осуществляется по всем возможным значениям индекса i, а множитель bi, может принимать значения + b или – b.

На рис. 11.1 показаны примеры реализаций сигналов при цифровой модуляции:

последовательность переданных битов {аi}, последовательность электрических импульсов модулятора прямоугольной формы и разной полярности {bi}, восстановленная в приемнике последовательность электрических импульсов демодулятора { bi } и последовательность принятых битов {i }. Здесь не представлены канальные символы. Значком над символами обозначены их оценки.

Рис. 11.1 Временные диаграммы сигналов в устройствах ЦСП Следует отметить два важных обстоятельства: искажение формы сигнала и его временную задержку при прохождении через канал передачи. Искажения формы сигнала вызваны двумя факторами:

• наличием в передатчике и приемнике специальных устройств формирования и обработки электрических сигналов;

• наличием помех в канале передачи.

В передатчике обычно предусматриваются специальные устройства для получения нужной формы импульсов модулирующего сигнала, при которой поток канальных символов имеет допустимое значение внеполосных излучений.

Основным элементом приемника является демодулятор, оценивающий наилучшим образом каждый принимаемый символ;

при этом важна не форма принимаемого канального символа, которая в точке приема известна, а его номер т. Задержка восстанов ленного сигнала по отношению к передаваемому обусловлена как временем распространения самих радиоволн, так и дополнительными задержками электрических сигналов в элементах системы передачи, обеспечивающих формирование и обработку этих сигналов.

Помехи в канале передачи вызваны тепловыми шумами элементов приемника и внешними источниками излучений естественного и искусственного происхождения.

Особенно необходимо отметить излучения передатчиков, работающих на соседних частотных каналах, внеполосные излучения которых попадают в полосу частот системы передачи. Эти помехи принято называть помехами соседнего канала.

В современных ЦСП вводятся довольно жесткие ограничения на уровень внеполосных излучений, которые удается выполнить применяя сложные методы гене рирования канальных символов специальной формы с помощью цифровых устройств.

Возможны также помехи от передатчиков, работающих в той же полосе частот, но использующих другие формы канальных символов;

такие помехи называют внутри системными.

Наличие шума и помехи затрудняет принятие правильных решений в приемнике о том, какой из М канальных символов был передан на очередном временном интервале. При малом уровне помех и большом отношении сигнал-помеха демодулятор приемника ошибается очень редко, т.е. вероятность ошибки при приеме одного символа мала и составляет 10 – 3 и меньше. В результате ЦСП при больших значениях отношения сигнал шум обеспечивает почти точное воспроизведение потока переданных битов в точке приема;

это означает практически точное воспроизведение исходного сигнала, что невозможно при использовании аналоговых систем передачи.

Если ОСШ оказывается не очень большим, то демодулятор приемника ошибается чаще, появляются неверно принятые символы. Полезным параметром, часто используемым для характеристики качества цифровой системы передачи, является вероятность ошибки при приеме одного символа рс = Р {Принят символ | Передан символ т sn sm}, n, (11.2) или вероятность ошибки на бит рб = Р {Принят бит со значением d | Передан бит со значением е}, (11.3) d {0,1}, e {0,l} и d e.

Современные системы беспроводной связи допускают наличие одной ошибки на бит передаваемой информации;

можно принять, что допустимая вероятность ошибки при приеме одного бита в этом случае равна 10 – 3. При этом ухо человека еще способно идентифицировать голос абонента, т.е. слушающий узнает голос говорящего. В то же время многие информационные системы предъявляют значительно более жесткие требования к цифровой системе передачи, допуская лишь одну ошибку при передаче 100 000 000 бит, т.е.

рб = 10 – 8.

В зависимости от числа уровней М модулирующего (манипулирующего) сигнала различают двухуровневую (двоичную) и многоуровневую манипуляции.

Обобщенная структурная схема цифрового радиоканала приведена на рис.11.2. На ней использованы следующие обозначения:

U(t) - напряжение передаваемого цифрового сигнала;

КД - кодер модулятора;

УМ - устройство модуляции;

Д - детектор;

Р - регенератор;

ДК - декодер демодулятора;

V(t) - перекодированный цифровой сигнал.

Для многих видов манипуляций, применяемых в ЦРРС, необходимо использование манипулирующих сигналов V(t), отличающихся по структуре от исходного передаваемого двоичного сигнала U(t). Для такой перекодировки применяется кодер модулятора, а для обратного преобразования - декодер демодулятора. Назначение остальных устройств пояснения не требует.

Рис.11.2 Обобщенная структурная схема цифрового радиоканала.

Амплитудная манипуляция (АМ). При АМ представляющим (модулируемым) параметром радиосигнала является его амплитуда. В настоящее время применяется лишь двоичная АМ. Радиосигнал с АМ записывается так:

где - амплитуда немодулированного синусоидального колебания;

;

1-элемент исходного двоичного (модулирующего) сигнала;

, Т - длительность элемента двоичного цифрового сигнала;

k = 0,1,2...;

- случайная начальная фаза к-го радиоимпульса.

Очевидно, при АМ длительность радиоимпульса.

Минимальная полоса частот ПАМ, необходимая для передачи цифровой информации, численно равна скорости передачи информации В (частоте следования передаваемых элементов исходного двоичного сигнала):

Для сравнения разных видов манипуляций с точки зрения требуемой полосы вводят понятие эффективности использования полосы частот, которая характеризуется максимальной удельной скоростью передачи:

В системах с АМ применяется некогерентное детектирование, обеспечивающее простоту построения аппаратуры при незначительном энергетическом проигрыше по сравнению с когерентным детектированием. Модуляция и демодуляция сигналов в системах с двоичной АМ не требуют специального кодирования и декодирования.

Фазовая манипуляция. В современных цифровых РРЛ применяются М-ичные системы фазовой манипуляции (двоичная, 4-уровневая и т.д.).

При фазовой модуляции мгновенное значение фазы радиосигнала отклоняется от фазы немодулированного несущего колебания на величину, зависящую от мгновенного значения модулирующего сигнала:

s[t, u(t)] = Acos{2nf0 t + [u(t)]} = Re[Aexp{j[u(t)]} exp{j2nf0 t}]. (11.4) Из этого выражения следует, что передаваемая информация, содержащаяся в модулирующем сигнале u(t), закодирована в комплексной огибающей (t) = Aexp{j [u(t)]} (11.5) передаваемого сигнала s[t, u(t)].

Понятие комплексной огибающей является очень важным как для теории, так и для техники цифровой связи и играет существенную роль.

При цифровой фазовой модуляции фаза переносчика может отличаться от текущей фазы немодулированного несущего колебания на конечное число разных значений. В случае двоичной фазовой манипуляции (ФМ-2) в качестве таких значений обычно выбирают 0° и 180°. В современных системах связи часто используют большие наборы фазовых углов, чтобы представлять в одном канальном символе сразу несколько битов передаваемых данных.

Например, можно использовать четыре разных фазовых угла: 45°, 135°, – 45°, –135° для представления возможных значений последовательности из двух битов (система ФМ-4).

Возможные значения трехбитового слова можно представить группой из восьми разных фазовых углов (система ФМ-8), четырехбитового слова – группой из 16 фазовых углов (система ФМ-16) и т.д.

Двоичная фазовая манипуляция. Простейшей формой цифровой фазовой модуляции является система ФМ-2. Этот способ часто используется в системах с прямым расширением спектров, в которых модулирующий сигнал является псевдослучайной двоичной последова тельностью. При ФМ-2 в зависимости от значения модулирующего сигнала отклонение фазы сигнала от фазы немодулированного несущего колебания равно или 0o, или 180°. Если для фазомодулированного сигнала (ФМ сигнала) принять общее описание в виде (11.4) и (11.5), то для ФМ-2 сигнала должны выполняться равенства:

[u(t)] 0 при u(t) 1, [u(t)] при u(t) – 1;

0 t Tc.

Комплексная огибающая сигнала не изменяется на этом интервале времени и может принимать следующие два значения:

(t) = A при и(t) = 1, (t) = – A при и(t) = – 1;

0 t T c. (11.6) Полезным и наглядным является графическое представление возможных значений этой огибающей на комплексной плоскости. Для рассматриваемого сигнала комплексная огибающая принимает всего два значения, показанные на рис. 11.3. Такое изображение называют сигнальным созвездием.

Рис.11.3 Сигнальное созвездие ФМ-2 сигнала На рис. 11.4 показаны временные диаграммы модулирующего сигнала и ФМ- радиосигнала. Основная особенность этого радиосигнала состоит в том, что его текущая фаза имеет разрывы (скачки) в моменты изменения полярности модулирующего сигнала. Эти скачки фазы на 180° являются основной причиной того, что спектральная плотность мощности ФМ-2 сигнала в радиоканале оказывается существенно отличной от нуля в очень широкой полосе частот. Поэтому в таком виде ФМ-2 сигналы практически не используются.

Для уменьшения занимаемой ими полосы частот они подвергаются фильтрации.

Рис. 11.4 Временные диаграммы модулирующего сигнала (а) и ФМ-2 радиосигнала (б) Осуществлять фильтрацию этих сигналов после модулятора на высокой частоте трудно, так как потребовались бы узкополосные высокодобротные фильтры для каждой частоты несущего колебания. Число таких частот в современных цифровых системах связи с подвижными объектами может достигать нескольких десятков. Поэтому операция фильтрации практически всегда выполняется над модулирующим сигналом до модуляции.

Соответствующий фильтр является низкочастотным, хотя и достаточно сложным.

Современные достижения радиоэлектроники обеспечивают его реализацию, а большое число частотных каналов в этом случае можно получить, если использовать несущее колебание с набором соответствующих частот. Такой фильтр называют фильтром основной полосы.

При уменьшении полосы частот, занимаемой ФМ-2 радиосигналом, при фильтрации сигнала необходимо учитывать возникающую при этом проблему межсимвольной интерференции.

На рис.11.5 показана функциональная схема передатчика, формирующего ФМ- радиосигнал. Здесь после модулятора включены усилитель мощности радиосигнала и узкопо лосный высокочастотный фильтр. Основное назначение фильтра состоит в том, чтобы ослабить излучение передатчика на частотах, кратных основной частоте несущего колебания;

опасность таких излучений обусловлена нелинейными эффектами в усилителе мощности, которые, как правило, имеют место и усиливаются при увеличении коэффициента усиления этого усилителя. Часто такой фильтр используется одновременно и для приемника;

он по давляет сильные сторонние сигналы вне полосы частот полезных радиосигналов до преобразования частоты «вниз».

Рис. 11.5 Функциональная схема устройства формирования ФМ-2 радиосигнала При демодуляции фаза ФМ радиосигнала сравнивается с фазой восстановленного на приемном конце опорного колебания (несущей). Из-за случайных искажений радиосигнала может иметь место неопределенность фазы восстановленной несущей, что является причиной так называемой обратной работы, при которой двоичные посылки принимаются за "негатив". Для устранения этого явления применяется разностное кодирование фазы передаваемых радиоимпульсов. Такую манипуляцию фазы называют фазоразностной или относительно фазовой манипуляцией ОФМ.

В цифровых РРЛ с ОФМ при передаче информации кодируется не сама фаза радиосигнала, а разность фаз (фазовый сдвиг) двух соседних радиоимпульсов.

Правило кодирования при ОФМ приведено на рис.11.6.

Рис.11. Здесь: переход 11 - скачек фазы 10 - нет скачка фазы 00 - нет скачка фазы 01 - скачек фазы.

При двоичной ОФМ длительность радиоимпульса =Т. В случае многоуровневой манипуляции (М2) исходная последовательность двоичных элементов длительностью Т с помощью кодера модулятора преобразуется в совокупность двух (при М=4) или трех (при М=8) последовательностей двоичных элементов длительностью =2Т (при М=4) или =3Т (при М=8).

Применяются два способа демодуляции ОФМ радиосигналов. В первом вначале восстанавливается несущая и когерентно детектируется ОФМ радиосигнала, затем разностно (диффференциально) декодируются принимаемые сигналы рис.11.7.

Рис.11. Второй способ предполагает дифференциально-когерентное (автокорреляционное) детектрирование ОФМ радиосигнала, при котором в качестве опорного колебания используется предшествующий радиоимпульс. При этом операция детектирования и декодирования совмещены рис. 11.8.

Рис.11. Контрольные вопросы 1.Какие преимущества присущи ЦРРЛ?

2.Приведите обобщенную структурную схему цифрового радиоканала и поясните е.

3.Какую последовательность импульсов называют модулирующим сигналом и приведите временные диаграммы сигналов в устройствах ЦСП?

4.Какие помехи принято называть помехами соседнего канала и внутрисистемными?

5.Что понимается под «вероятность ошибки при приеме одного символа» и «вероятность ошибки на бит»?

6.Дайте определение фазовой манипуляции.

7.Поясните двоичную фазовую манипуляция, приведите сигнальное созвездие ФМ- сигнала и временные диаграммы модулирующего и радиосигнала.

8.Приведите и поясните функциональную схему устройства формирования ФМ- 9.Поясните, что понимается под фазоразностной или относительно фазовой манипуляцией (ОФМ).

10.Как осуществляется демодуляции ОФМ радиосигналов?

Лекция Квадратурная фазовая и фазовая модуляция со смещением ФМ-8 сигналы и /4-квадратурная относительная фазовая модуляция Квадратурная фазовая модуляция. При ФМ-2 один канальный символ переносит один передаваемый бит. Однако, один канальный символ может переносить и большее число информационных бит. Например, пара следующих друг за другом битов может принимать четыре значения: {0 0}, {0 1}, {1 0}, {1 1}.

Если для передачи каждой пары использовать один канальный символ, то потребуется четыре канальных символа, например {s0(t), s1(t), s2(t), s3(t)}, так что М = 4. При этом скорость передачи символов в канале связи будет в два раза ниже, чем скорость поступления информационных битов на вход модулятора и каждый канальный символ теперь может занимать временной интервал длительностью Tкс = 2Tс. В частности, при фазовой модуляции в качестве канальных символов можно выбрать следующие сигналы:

si(t) = s[t, i(t)] = Acos[2f0 t + i(t)] = Re[A ехр{j i(t)}ехр{j2f0 t}], 0 t 2ТС, где i(t) (2i+1)/4 – отклонение фазы сигнала с номером i от фазы немодулированного несущего колебания;

Aj(t) = Aexp{ji(t)} – комплексная амплитуда этого сигнала на интервале времени [0, 2Tс] для i = 0, 1, 2, 3.

В дальнейшем вместо четырех канальных символов или четырех радиосигналов будем говорить об одном радиосигнале, комплексная амплитуда которого может принимать четыре указанных значения, представленных на рис.12.1 в виде сигнального созвездия.

Рис. 12.1 Сигнальное созвездие ФМ-4 радиосигнала Каждая группа из двух битов представляется соответствующим фазовым углом, все фазовые углы отстоят друг от друга на 90°. Видно, что каждая сигнальная точка отстоит от действительной или мнимой оси на 45°.

Данный способ модуляции может быть реализован следующим образом.

Последовательность передаваемых битов 0, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 1, 0, 0,... разбивается на две подпоследовательности нечетных 0, 1, 0, 0, 1, 0,... и четных 1,0,1, 1, 1, 0,... битов.

Биты с одинаковыми номерами в этих подпоследовательностях образуют пары, которые можно рассматривать как комплексные биты. Действительная часть комплексного бита есть бит нечетной подпоследовательности, а мнимая часть – бит четной подпоследо вательности. Полученные таким способом комплексные биты преобразуются в комплексную последовательность прямоугольных электрических импульсов длительностью 2Тc со значениями +1 или –1 их действительной и мнимой частей, которые используются для модуляции несущего колебания exp{j2f0t}. В результате этого получается ФМ-4 радиосигнал.

Рассмотрим один комплексный бит. Обозначим символом I значение электрического импульса, полученное из действительной части этого бита (это значение бита нечетной подпоследовательности), а символом Q значение электрического импульса, полученное из мнимой части этого же комплексного бита (это значение соответствующего бита четной подпоследовательности). Символы I и Q могут принимать значения +1 или –1. Можно записать следующие очевидные равенства:

exp{ j 2 f 0 t} exp{ j 2 f 0 t} I cos(2 f 0 t ) I, exp{ j 2 f 0 t} exp{ j 2 f 0 t} Q sin( 2 f 0 t ) Q.

2j Тогда можно сформировать сигнал s(t ) I cos(2 f 0 t ) Q sin( 2 f 0 t ) (I jQ ) exp{ j 2 f 0 t} ( I jQ ) exp{ j 2 f 0 t}.

Если теперь ввести обозначения I 2 Q2 e j, I I 2 Q2 e j I jQ jQ, arctg (Q / I ), то exp( j 2 f 0t ) exp( j 2 f 0t ) I 2 Q2 I 2 Q 2 cos(2 f 0t ). (12.1) s(t ) Таким образом, меняя значения I и Q, можно получить амплитудную и фазовую модуляцию. В частности, если принять, что I и Q могут принимать значения +1 или –1, то амплитуда этого сигнала постоянна и равна 2, а фаза принимает значения +45°, – 45°, +135°, –135°. В результате для комплексной амплитуды высокочастотного сигнала с такой модуляцией можно записать (2i 1), i 0, 1, 2, 3, на интервале 0 t 2Tc. (12.2) A(t ) 2 A exp j Полученные соотношения позволяют формировать сигналы ФМ-4 с помощью устройства, функциональная схема которого показана на рис.12.2.

Рис.12.2 Функциональная схема устройства формирования ФМ-4 радиосигнала На вход первого блока поступают информационные биты, которые преобразуются в последовательность прямоугольных импульсов положительной и отрицательной полярности длительностью Tс. Эта последовательность в демультиплексоре разбивается на две подпоследовательности импульсов с нечетными и четными номерами, которые направляются в синфазную и квадратурную ветви. Импульсы с нечетными номерами в синфазной ветви задерживаются на время Тс. Далее длительность импульсов каждой подпоследовательности увеличивается до значения 2Тс, после чего осуществляется перенос на частоту f0 в каждой ветви и производится перемножение. Сложение результатов перемножений завершает процесс формирования ФМ-4 радиосигнала.

Для характеристики свойств модулированных сигналов используют диаграммы фазовых переходов, которые представляют собой графические изображения траекторий перемещений сигнальных точек в сигнальном созвездии при переходе от одного передаваемого канального символа к другому (рис.12.3).

Рис.12.3 Диаграмма фазовых переходов для ФМ-4 радиосигнала На этой диаграмме сигнальная точка с координатами (+1,+1) расположена на линии, образующей угол +45° с осями координат, и соответствует передаче символов +1 и +1 в квадратурных каналах модулятора. Если следующей парой символов будет (–1,+1), которой соответствует угол +135°, то из точки (+1,+1) к точке (–1,+1) можно провести стрелку, характеризующую переход фазы радиосигнала от значения +45° к значению +135°.

Полезность такой диаграммы можно проиллюстрировать на следующем примере. Из рис.12.3 видно, что четыре фазовые траектории проходят через начало координат.

Например, переход из точки сигнального созвездия (+1, +1) в точку (–1, –1) означает из менение мгновенной фазы высокочастотного несущего колебания на 180°. Так как на выходе модулятора обычно устанавливают узкополосный высокочастотный фильтр, то такое изменение фазы сигнала сопровождается существенным изменением значений огибающей сигнала на выходе этого фильтра и, следовательно, во всей линии передачи. В цифровых системах передачи непостоянство значений огибающей радиосигнала по многим причинам является нежелательным.

Квадратурная фазовая модуляция со смещением. При фазовой модуляции возможны изменения мгновенных значений фазы высокочастотного несущего колебания на +180°, в результате чего могут возникнуть значительные изменения значений огибающей радиосигнала. Эти изменения оказываются не столь значительными для сигналов с квадратурной фазовой модуляцией со смещением. Функциональная схема устройства фор мирования такого радиосигнала изображена на рис.12.4. Этот способ формирования сигнала практически аналогичен квадратурному способу формирования ФМ сигнала, только с той разницей, что подпоследовательность в квадратурной ветви сдвигается во времени (задерживается) на время Тс или, что эквивалентно, на половину длительности канального символа. Для реализации этого способа достаточно незначительно модифицировать функциональную схему рис.12.2 так, как это показано на рис.10.4, необходимо убрать элемент задержки на время Тс в синфазной ветви. При таком изменении квадратурная подпоследовательность канальных символов будет задержана на время Tс относительно синфазной подпоследовательности.

Рис.12.4 Функциональная схема устройства формирования ФМ-4 радиосигнала со смещением На рис.12.5 показаны временные диаграммы последовательностей информационных битов и соответствующих канальных символов для этой функциональной схемы. Основное отличие этих диаграмм от аналогичных диаграмм в схеме рис.12.2 состоит в том, что теперь изменения уровней сигнала в квадратурных каналах на выходе расширителей не могут происходить одновременно. В результате этого на диаграмме фазовых переходов для данного метода модуляции отсутствуют траектории, проходящие через начало координат.

Это означает, что мгновенная фаза радиосигнала не имеет скачков на +180° и, следовательно, огибающая этого сигнала не имеет глубоких провалов, как при квадратурной фазовой модуляции ФМ-4.

Рис. 12.5 Временные диаграммы при формировании ФМ-4 радиосигнала со смещением Диаграмма фазовых переходов ФМ-4 радиосигнала со смещением приведена на рис.12.6.

Рис.12.6 Диаграмма фазовых переходов ФМ-4 радиосигнала со смещением ФМ-8 сигналы. Поток информационных битов, поступающих на вход модулятора, можно разбивать на группы по 3, по 4 бита, формируя затем ФМ-8, ФМ-16 сигналы и т.д. На рис.12.7 изображено сигнальное созвездие для ФМ-8 радиосигнала.

Рис.12.7 Сигнальное созвездие ФМ-8 радиосигнала Для этого способа модуляции необходимо иметь восемь канальных символов, начальные фазы которых отличаются от мгновенной фазы немодулированного несущего колебания на угол, кратный 45°. Если амплитуды всех канальных символов одинаковы, то сигнальные точки располагаются на окружности. Возможные значения вещественных и мнимых частей комплексных амплитуд этих символов при этом пропорциональны коэффициентам I и Q, принимающим значения из множества 2, 1, 0, 1,. (12.3) 2 Не простым является установление соответствий между точками сигнального созвездия и тройками информационных битов. Этот процесс обычно называют сигнальным кодирова нием. В таб.12.1 приведен пример такого соответствия, который является возможным, но не наилучшим, так как для установления наилучшего соответствия необходимо сначала определить способ демодуляции такого сигнала в присутствии помехи, а затем вычислить вероятность ошибки при приеме либо одного канального символа, либо одного информационного бита. Наилучшим можно назвать такой способ сигнального кодирования, при котором вероятность ошибки оказывается наименьшей.

Таб.12. Значения Значения коэффициентов Группы из трех начальной фазы информационных I Q при ФМ-8 символов (битов) 0° 1 0 + 45° 2/2 2/ + 90° 0 1 + 135° 2/2 2/ + 180° –1 0 – 135° 2/2 2/ – 90° – 0 – 45° 2/2 2/ На рис.12.8 показана функциональная схема устройства формирования ФМ- радиосигнала, где основными являются устройства, аналогичные устройствам уже рассмот ренных ранее модуляторов: демультиплексор распределяет входной поток информационных битов длительностью Тс на три подпоследовательности, элементы задержек выравнивают во времени эти подпоследовательности, расширители увеличивают длительность каждого символа до значения длительности канального символа Ткс = 3Тс. Сигнальное кодирование в этом случае сводится к вычислению значений синфазной и квадратурной компонент комплексной огибающей ФМ-8 радиосигнала. Эта операция выполняется сигнальным кодером, в состав которого входит транскодер, имеющий два цифровых выхода с L-битовыми словами, которые в ЦАП преобразуются в аналоговые величины с требуемыми значениями из множества (12.3).

Рис.12.8 Функциональная схема устройства формирования ФМ-8 радиосигнала /4-квадратурная относительная фазовая модуляция. При квадратурной ФМ-4 и ФМ-4 со смещением максимальное изменение мгновенной фазы радиосигнала равно 180° и 90° соответственно. В настоящее время достаточно широко используется /4-квадратурная относительная фазовая модуляция, при которой максимальный скачок фазы равен 135°, а все другие значения мгновенной фазы радиосигнала кратны значению /4. Ни одна траектория фазовых переходов для этого способа модуляции не проходит через начало координат. В результате огибающая радиосигнала имеет меньшие провалов по сравнению с квадратурной фазо вой модуляцией. Функциональная схема устройства формирования такого радиосигнала показана на рис.12.9.

Рис.12.9 Функциональная схема устройства формирования радиосигнала с /4-квадратурюй относительной фазовой модуляцией Последовательносъ информационных битов {аi, i = 1, 2,...} разбивается на две подпоследовательности: нечетных {a2i-1, i = 1, 2,...} и четных (а2i, i = 1, 2,...} битов, из которых биты выбираются парами. Каждая новая пара битов определяет приращение фазы несущего колебания на величину i в соответствии с величинами таб.12.2.

Таб.12. Значения информационных битов Приращение фазы несущего колебания (i) a2i -1 a2i / 0 3/ 1 – 3/ 1 – / 0 Если ввести обозначение i-1 для отклонения фазы радиосигнала от фазы немодулированного несущего колебания на предыдущем интервале, то новые значения отклонения фазы этого сигнала и комплексной амплитуды на текущем интервале определятся равенствами:

Ae j i.

, Aj i i1 i Тогда значения вещественной и мнимой частей комплексной огибающей этого сигнала на текущем интервале времени длительностью 2Тc будут равны:

Ii A cos( i ) A cos( ) A cos( ) cos( ) A sin( ) sin( ) i1 i1 i i1 i (12.4) I i 1 cos( ) Qi 1 sin( );

i i Qi A sin( i ) A sin( ) A sin( ) cos( ) A cos( ) sin( ) i1 i1 i i1 i (12.5) Qi 1 cos( ) I i 1 sin( ).

i i Выражения (12.4) и (12.5) можно записать в более наглядной форме для значений комплексных амплитуд канальных символов на двух интервалах с номерами (i – 1) и i:

Ai A exp{ j i } A exp{ j[ ]} A exp{ j }exp{ j } A i 1 exp{ j }. (12.6) i1 i i1 i i Из последнего выражения следует, что значения фазы на интервале с номером i зависят от значения фазы радиосигнала на интервале с номером (i – 1). В соответствии с таб.12.2 но вые значения кратны величине /2.

На рис.12.10а изображено созвездие возможных сигнальных точек для интервала с номером i, если i - 1 = k / 2;

аналогичное созвездие для случая, когда i - 1 = k / 2 + / 4, показано на рис.12.10б. Общее созвездие сигнальных точек для данного способа модуляции изображено на рис.12.10в. Оно получается путем наложения рис.12.10а на рис.12.10б. На рис.

12.10в не указаны стрелками направления переходов, так как для каждого перехода возможны направления в обе стороны.

Важно также знать, что при данном способе модуляции каждая новая пара информационных битов определяет не полную фазу несущего колебания, а только приращение этой фазы для интервала с номером i относительно полной фазы комплексной огибающей на интервале с номером (i – 1). Такие методы модуляции называются относительными.

Рис.12.10 Сигнальные созвездия радиосигнала с /4-квадратурной относительной фазовой модуляцией Контрольные вопросы 1.Поясните принцип и приведите функциональную схему устройства формирования ФМ-4 радиосигнала.

2.Приведите и поясните диаграмму фазовых переходов для ФМ-4 радиосигнала.

3.Поясните необходимость квадратурной фазовой модуляция со смещением.

4.Приведите и поясните функциональную схему устройства формирования ФМ- радиосигнала со смещением.

5.Приведите и поясните временные диаграммы при формировании ФМ-4 радиосигнала со смещением.

6.Приведите и поясните диаграмму фазовых переходов ФМ-4 радиосигнала со смещением.

7.Приведите и поясните сигнальное созвездие ФМ-8 радиосигнала.

8.Приведите и поясните функциональную схему устройства формирования ФМ-8 радиосигнала 9..Приведите и поясните функциональную схему устройства формирования радиосигнала с /4-квадратурюй относительной фазовой модуляцией.

10..Приведите и поясните сигнальные созвездия радиосигнала с /4-квадратурной относительной фазовой модуляцией.

Лекция Геометрическая интерпретация фазовой манипуляции Квадратурная амплитудная модуляция Модемы цифровых трактов Для повышения спектральной эффективности М - ичной манипуляции, как было показано ранее, существуют несколько путей. Простейший из них состоит в увеличении длительности прямоугольной посылки Тс с сохранением прежней скорости передачи R, в числе бит на единицу времени. При БФМ один бит передается за время Т = Tкс, так что R = 1/Т,. Для удержания этой скорости при "удлинении" посылки следует увеличить число возможных значений фазы,. Так, при удвоении длительности посылки (Т = 2Tс,) в течение временного отрезка Т придется передавать 2 бита информации, т.е. 4 различных сообщения, что может быть достигнуто за счет использования четырех разрешенных значений фазы вместо двух, например 0, 1, /2, -/2. Такой способ манипуляции называют квадратурной ФМ - КФМ (QPSK — quadrature phase shift keying). Можно видеть, что КФМ в 2 раза экономнее БФМ в отношении использования частотного ресурса, поскольку имеет спектр той же формы, но суженный вдвое за счет двукратного растяжения посылки. Особо подчеркнем, что указанный выигрыш достигнут без ухудшения помехоустойчивости приема. В самом деле, пусть энергия посылки при БФМ равна Е,. Тогда евклидово расстояние между противоположными посылками (геометрически представляющими собой противоположные векторы длины JEД ), определяющее вероятность их перепутывания, составит 2Е (рис.13.1а).

Рис.13.1 Геометрическая интерпретация фазовой манипуляции При КФМ четырем сообщениям отвечает четверка биортогональных векторов длины 2Е (рис.13.1б), так как при неизменной мощности энергия посылки Eb удвоится по сравнению со случаем БФМ за счет удвоения длительности: Е2= 2Еb. При этом расстояние между соседними векторами, определяющее наибольшую из вероятностей перепутывания сообщений, останется прежним 2Еb, что и означает отсутствие сколько-нибудь заметного ухудшения помехоустойчивости приема при переходе от БФМ к КФМ. Не составляет труда убедиться, что при дальнейшем увеличении длительности посылки требование поддержания постоянства скорости приведет к сближению соседних векторов. Так, утроение длительности без снижения скорости означает передачу одной посылкой восьми сообщений, так что трехкратный рост энергии посылки по сравнению с БФМ будет нивелироваться уменьшением угла между соседними сигналами до 450 (рис.13.1в т.е. уменьшением минимального евклидова расстояния до 3Eb. Таким образом, а данный троекратный выигрыш в полосе приобретается ценой энергетических потерь порядка 3,5 дБ (именно таким должно быть увеличение энергии, компенсирующее сближение векторов и снижающее вероятность ошибки до прежнего уровня). Дальнейшее повышение спектральной эффективности подобным способом окажется тем более невыгодным в плане энергозатрат.

В принципе существует возможность определенного снижения упомянутых энергетических потерь за счет оптимизации созвездия сигнальных векторов на плоскости, максимизирующей минимальное расстояние между сигнальными векторами. При этом последние имеют неодинаковую длину, т.е. фазовая манипуляция дополняется параллельной амплитудной. Подобные форматы, известные под названиями амплитудно-фазовая и квадратурная амплитудная манипуляции (АФМ и KAM), широко распространены во многих телекоммуникационных сетях (кабельная, радиорелейная связь и т. д.). Однако в беспроводной мобильной телефонии, специфика состоит в исключительной важности эффективного энергосбережения, продлевающего срок автономной (без подзарядки или смены батарей) работы портативного терминала и способствующего коммерческой привлекательности его массогабаритных характеристик. По этим причинам многократная (с числом фаз 16 и более) ФМ наряду с АФМ и КАМ не рассматриваются как приемлемые альтернативы для организации радиоинтерфейсов сетей мобильной связи, хоти восьмиуровневая ФМ (8-PSK) избрана как инструмент увеличения скорости передачи в системах второго поколения в рамках спецификации EDGE.

Квадратурная амплитудная модуляция (КАМ). При М-ичной фазовой модуляции амплитуда и частота несущего колебания в течение сеанса связи остаются постоянными.


Изменяется только начальная фаза каждого канального символа При квадратурной амплитудной модуляции изменяются значения амплитуды и начальной фазы каждого канального символа. Если число возможных значений этих параметров дискретно и конечно, то этот тип модуляции также является цифровым. Один канальный символ сигнала при таком способе модуляции можно представить следующим выражением:

sm(t) = Am cos (2f0 t + Фт) = Re[Am ехр{jФm}exp{2f0 t}], (i-1)T c t iT c, (13.1) = Amехр{jФm} – комплексная амплитуда канального символа, т = 1, 2,..., М.

где Am Для построения сигнального созвездия такого сигнала удобно использовать вещественную и мнимую части комплексной амплитуды:

sm (t) = Ami cos(2f0 t + Фт) = Ат cos(Фm )cos(2f0t) + Ат sin(Фm) sin(2f0 t) = = ат cos(2f0 t) + bm sin(2f0 t), (i - 1) t iTc. (13.2) где am и bm – координаты т-й точки сигнального созвездия КАМ сигнала.

На рис.13.2 представлено сигнальное созвездие КАМ-16. Разные канальные символы этого сигнала имеют разную энергию;

расстояние между разными сигнальными точками разное.

Поэтому вероятность перепутывания символов в приемнике для разных символов будет разной.

Рис.13.2 Сигнальное созвездие М-ичного КАМ сигнала (М =16) Один канальный символ такого сигнала может переносить т = log2М информационных битов. В частности, при М = 16 имеем т = 4. Поэтому если по-прежнему считать, что длительность одного бита равна Тс, то длительность одного канального символа КАМ сигнала равна Ткс = тТс. Следовательно, при формировании этого сигнала поток информационных битов должен группироваться в блоки по m битов. Каждому блоку должен быть поставлен в соответствие один канальный символ. Установление такого соответствия на зывается сигнальным кодированием.

На рис.13.2 сигнальное созвездие имеет форму квадрата или квадратной решетки, в узлах которой располагаются сигнальные точки. Это не единственно возможная форма сигнального созвездия и не всегда лучшая. Сигнальные созвездия могут иметь форму, например, креста, круга, что часто оказывается необходимым при больших значениях М. В современных системах связи значения этого параметра могут быть больше 1024.

При больших значениях М задавать множества возможных координат сигнальных точек проще с помощью целых чисел, нумеруя сигнальные точки от начала координат.

Например, для квадратной сигнальной решетки на рис.13.2 можно ввести обозначения amin и bmin для координат точек ближайших к началу координат. Тогда если все соседние точки имеют одинаковые расстояния между собой вдоль каждой оси, то координаты остальных точек можно выразить через значения координат ближайших точек с помощью соотношений:

ak = ± kamin, bl = ± lbmin, где индексы k и l принимают целочисленные значения.

Например, для созвездия рис.13.2 значения индексов принадлежат множеству {–3, –1, +1, +3}. Совокупность всех точек этого сигнального созвездия может быть задана с помощью матрицы ( 3, 3) ( 1, 3) ( 1, 3) ( 3, 3) ( 3, 1) ( 1, 1) ( 1, 1) ( 3, 1) k,l.

( 3, 1) ( 1, 1) ( 1, 1) ( 3, 1) ( 3, 3) ( 1, 3) ( 1, 3) ( 3, 3) На рис.13.3 показана функциональная схема устройства формирования КАМ сигнала.

Эта схема имеет практически те же элементы, что и устройство формирования ФМ-8 сигнала, изображенное на рис.12.8.

Ширина спектра этого сигнала примерно такая же, как и М-ичного ФМ сигнала. Однако данный способ модуляции может обеспечить меньшую вероятность ошибки на бит передаваемой информации и поэтому иногда может быть более предпочтительным. Следует, од нако, иметь в виду, так как КАМ сигнал не имеет постоянной амплитуды, то применение этого способа модуляции сопровождается повышением требований к линейности канала передачи.

Рис.13.3 Функциональная схема устройства формирования М-ичного КАМ сигнала Модемы цифровых трактов Модуляция обычно осуществляется по ПЧ. Структурная схема имеет вид (рис.13.4) при ОФМ-2 и (рис.13.5) при ОФМ-4.

В преобразователе кода модулятора КМ бинарный сигнал разбивается на две бинарные последовательности с удвоенной длительностью импульса, которые методом разностного кодирования преобразуются в двухуровневые последовательности. Полученные сигналы поступают через ФНЧ на ФМ, представляющие собой перемножители соответственно синфазного и квадратурного каналов. Опорные колебания, подаваемые с генератора на вторые входы этих перемножителей, сдвинуты друг относительно друга на 90° посредством фазовращателя ФВ. Каждый из перемножителей осуществляет линейную балансную АМ.

Сигнал ОФМ-4 получается путем сложения модулированных сигналов синфазного и квадратурного каналов.

Рис.13. Рис.13. Сигнал КАМ-16 получают сложением двух сигналов ОФМ-4, один из которых в 2 раза больше другого по амплитуде. Структурная схема приведена на рис.13.6.

Рис.13. Сигналы двух модулированных квадратурных составляющих ОФМ-4 складываются между собой, образуя многопозиционный сигнал с ОФМ и КАМ.

Сравнение различных видов манипуляции Основные характеристики различных видов манипуляции сведены в таб.13.1.

Таб.13. Отношение сигнал-шум в этой таблице определяется как Данные таблицы показывают, что наибольшая помехоустойчивость в отношении теплового шума достигается при использовании ОФМ-2 и ОФМ-4, а также ЧММС.

Эффективность использования полосы частот возрастает с увеличением числа уровней манипуляции, наибольшую обеспечивает применение АФМ-16.

Сравнение эффективности использования полосы частот в цифровых и аналоговых РРС дает следующие результаты. Если в цифровых системах используется ИКМ со скоростью передачи ТФ каналов 64 кбит/с, то в системах с АМ и ОФМ-2 максимальная емкость ствола с полосой 40 МГц составляет 625 каналов ТЧ, с ОФМ-4, ОФМС и ЧММС 1250 каналов ТЧ, с ОФМ-8 1875 каналов, наконец при использовании АФМ-16 - 2500 каналов ТЧ.

Максимально достигнутая в настоящее время емкость аналоговых систем с ЧМ при той же полосе ствола составляет 3600 каналов ТЧ. В большинстве же случаев емкость аналогового ствола не превышает 2700 каналов ТЧ. Таким образом, можно считать, что эффективность использования полосы частот в наиболее совершенных ЦРРС приближается к эффективности использования полосы в аналоговых системах большой емкости с ЧМ. В ЦРРС малой и средней пропускной способности эффективность использования полосы частот в цифровых системах не ниже, чем в аналоговых системах с ЧМ.

Среди рассмотренных видов манипуляции наибольшей простотой реализации отличаются двоичные АМ и ЧМ, а также 3-уровневая и 4-уровневая ЧМ при использовании частотного дискриминатора для модуляции сигналов. Сравнительно просто реализуются ОФМ-2 и ОФМ-4 при дифференциально-когерентном детектировании сигналов. Основная сложность реализации ОФМ-4, ОФМС и ЧММС при когерентном детектировании сигналов связана с необходимостью восстановления опорного колебания на приемном конце.

Наибольшие трудности возникают при использовании ОФМ-8 и АФМ-16, причем в последнем случае возникают дополнительные трудности, связанные с необходимостью обеспечения высокой линейности АХ всего линейного тракта.

Двоичные некогерентные АМ и ЧМ применяются в ЦРРС с малой пропускной способностью, а также в возимых ЦРРС, двоичная ОФМ - в ЦРРС с малой и средней пропускной способностью. Широкое применение в ЦРРС с различной пропускной способностью получает ОФМ-4. Наряду с ОФМ-4 АФМ-16 должна стать основным видом манипуляции для цифровых РРС с высокой пропускной способностью. Для передачи цифровых сигналов в существующих аналоговых РРС, широко применяются двоичная и многоуровневая ЧМ с числом уровней М=3;

4 и 8 при использовании аналогового ЧД для демодуляции радиосигналов.

РРС с цифровыми методами передачи информации В начале (в 60-х годах) использовались РРС построенные по схеме ИКМ-ВРК-ЧМ. Эта схема передачи по сравнению с ИКМ-ВРК-АМ давала ряд преимуществ. Однако в последнее время во второй ступени модуляции стал использоваться оптимальный метод передачи относительно фазовая манипуляция (ОФМ) или ее еще называют фазо-разностная манипуляция (ФРМ). Этот метод обеспечивает по сравнению с ЧМ выигрыш по полосе более чем в 2 раза, а по помехоустойчивости 3 дБ.

Используя этот метод строят специализированные цифровые РРС (ЦРРС) с ИКМ-ВРК ОФМ, они в ряде случая успешно конкурируют с системами ОБП-ЧРК-ЧМ.

Основным достоинством ЦРРС является возможность регенерации сигнала на каждой ПС, что позволяет практически полностью "очистится" от помех, пока не произойдет сбой символа ("грубая" аномальная ошибка). Но вероятность "сбоя" зависит от превышения уровня сигнала над пороговым. Практически ЦРРС нечувствительны к шумам, если сигнал превышает уровень шумов на 20-25 дБ.

Для ЦРРС выделен диапазон частот выше 10 ГГЦ. Суммарная полоса выделенная для ЦРРС составляет около 14 ГГц. Основной проблемой освоения этого диапазона является большое затухание сигналов на трассе из-за влияния гидрометеоров (дождь, снег и т.д.). Это приводит к необходимости сокращать интервалы и увеличивать количество ПС. Для ЦРРС это не является существенным, так как в отличии от аналоговых методов передачи, в цифровых за счет регенерации не происходит наполнения помех.

Для расчета ЦРРС пользуются данными по сравнительной характеристики основных методов модуляции. Эти данные приводятся при условии, что вероятность ошибки равна 10. По этим данным определяется минимально допустимая мощность сигнала на входе приемника Рпор.

Нормы МККР на устойчивость ЦРРС установлены и согласно ей - среднеминутная псофометрическая мощность шума может превышать 50000 пВт в течение не более 0,1% времени любого месяца.

Дальнейший расчет проводится как для аналоговых систем, т.е. определяют условие обеспечения требуемой устойчивости связи, когда мощность сигнала на входе приемника ЦРРС превышает Рпор в течение (1 - 0,1/пс)% времени любого месяца (пс - число интервала).


Контрольные вопросы 1.Приведите и поясните геометрическую интерпретацию фазовой манипуляции.

2.За счет чего не происходит ухудшения помехоустойчивости приема при переходе от БФМ к КФМ?

3.Поясните квадратурную амплитудную модуляцию.

4.Приведите и поясните сигнальное созвездие М-ичного КАМ сигнала.

5.Приведите и поясните функциональную схему устройства формирования М-ичного КАМ сигнала.

6.Приведите и поясните структурную схему модема при ОФМ-2.

7.Приведите и поясните структурную схему модема при ОФМ-4.

8.Приведите и поясните структурную схему модема при КАМ-16.

9.Дайте сравнение различных видов манипуляции.

10.Какие методы передачи информации используются в цифровых РРС.

СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ СТАНЦИЙ ЦРРЛ Лекция Структурные схемы радиорелейных станций Шумы и помехи в каналах ЦРРЛ Оконечные РРС. Структурная схема ОРРС приведена на рис 14.1. Для многих видов манипуляции, применяемых в цифровых РСП, манипулирующие сигналы должны отличаться по структуре от исходного передаваемого двоичного цифрового сигнала. Для этого применяется специальное кодирующее устройство - кодер (Кд) модулятора, сигнал с выхода которого подается на устройство модуляции УМ, на выходе которого ПЧ модулирована по тому или иному параметру.

Выходы передатчиков всех стволов подключены к устройству объединения стволов ОС и далее сигнал поступает к устройству совмещения СВ трактов передачи и приема, через которое они подаются в антенну.

Рис. 14.1 Структурная схема ОРРС Принимаемый антенной сигнал через СВ поступает на устройство разделения стволов РС и далее на приемники отдельных стволов. С выхода приемников сигнал ПЧ поступает на демодулятор, состоящий из детектора, регенератора и декодера.

Демодулированный цифровой сигнал ЦС поступает на соответствующий выход.

Промежуточная ретрансляционная станция (ПРС). В ЦРРЛ на каждой ПРС производится регенерация сигнала. Ее структурная схема приведена на рис.14.2.

Рис. 14.2 Структурная схема ПРС Структурная схема ПРС ЦРРЛ изображенная на рис.12.2, отличается от структурной схемы ПРС аналоговых РРЛ тем, что в них осуществляется переприем на уровне цифровых сигналов с целью обеспечения возможности регенерации этих сигналов в регенераторе Р.

Для этого введены блоки детектора Д сигнала ПЧ, регенератора Р и устройства модуляции, которые на структурной схеме обведены пунктиром. Обозначения и работа остальных блоков, приведенных на рис.12.2 не отличаются от одноименных блоков ПРС аналоговых РРЛ.

Узловая ретрансляционная станция (УРС). На них осуществляется переприем всех или части стволов с вводом-выводом информации. Схемна они представляют собой 2 ОРРС, соединенных между собой низкочастотными окончаниями.

Воздействие тепловых шумов. Качество передачи цифровых сигналов характеризуется вероятностью ошибочного приема символа. Образование случайных ошибок при цифровой передаче в основном связано с наличием теплового шума и межсимвольных помех на входе решающей схемы. Причиной возникновения ошибок могут быть также помехи от других систем передачи и радиотехнических устройств. Рассмотрим механизм возникновения ошибок при воздействии тепловых шумов.

При воздействии на вход приемника гауссовского шума напряжение на входе демодулятора равно сумме напряжений несущей сигнала и помехи Разлагая шум на ортогональные составляющие, получаем С учетом этого Изобразим сигнал и шум векторами и штриховкой отметим область принятия неправильных решений для случая многофазной ФМ (рис. 14.3).

Ошибочный прием будет иметь место, когда вектор попадет в заштрихованную область. Как видно из рисунка, при заданном значении V(t) чем больше V c, тем меньше вероятность того, что окажется в области принятия неправильных решений.

Воздействие тепловых шумов на передаваемый сигнал будет проявляться, когда шумы вызовут сбои сигнала: подавление ходя бы одного из импульсов или появление нового импульса на той кодовой позиции, на которой он должен отсутствовать.

Рис.14.3 Векторная диаграмма воздействия теплового шума.

Вероятность ошибочного приема элемента сигнала зависит от отношения энергии сигнала на входе демодулятора к спектральной плотности мощности тепловых шумов Для расчетов удобнее пользоваться отношением мощностей сигнала и тепловых шумов на входе приемника, обозначаемой через n(t). При передаче импульсов прямоугольной формы длительностью To энергия сигнала на входе приемника. Обычно ПП последнего выбирается из условия. Тогда, полагая Пш = По, имеем No = Pш.вх. / По, откуда Помимо сказанного, вероятность ошибки зависит также от используемого метода манипуляции и числа уровней манипуляции, а также способа демодуляции сигнала на приемном конце.

Вероятность ошибок при когерентном приеме. При двухуровневых способах манипуляции вероятность ошибочного приема двоичного импульса определяется следующем образом:

С учетом (7.1) имеем Вероятность ошибок при некогерентном приеме. В ряде случаев осуществляется более простая некогерентная обработка принятых сигналов. При двухуровневой передаче вероятности ошибок:

Зависимость р от n(t) изображена на рис. 14.4.

Рис.14.4 Зависимость вероятности ошибки р от n(t).

Известно, что многоуровневые системы часто используются для передачи нескольких цифровых потоков, которые в свою очередь являются многоканальными. При М = 2 g система может служить для передачи g двоичных последовательностей. Для многоуровневых систем с ФМ и ОФМ вероятности ошибок Pj в j-ом потоке зависят от способа кодирования и от номера потока.

Чаще всего применяют код Грея, обеспечивающий наименьшую среднюю вероятность ошибки по всем g потокам. Например, четырехуровневая система с ФМ позволяет передавать 2 потока двоичных сообщений, в которых вероятность ошибки.

Воздействие межсимвольных помех. Для минимальных искажений передаваемого сигнала, ФЧХ тракта в рабочей полосе П должна быть равномерной, а ФЧХ - линейной.

Поскольку в реальных условиях ширина полосы тракта ограничена, передача каждого символа кодовой комбинации будет сопровождаться переходными процессами, которые в зависимости от полосы П могут оказать существенное мешающее воздействие на отдельные символы. Кроме того, наличие попутных потоков в АФТ и многолучевого распространения также приводит к искажению основного сигнала, что выражается в изменении его формы и увеличении длительности. Все это в конечном итоге дает снижение помехоустойчивости цифровой системы передачи за счет появления мешающих сигналов, вызванных межсимвольными помехами uшп(t).

Рассмотрим векторное представление сигнала с учетом межсимвольных помех от предыдущего и последующего символов. Ошибочным прием будет тогда, когда вектор сигнала в момент выборки окажется в заштрихованной области (рис.14.5).

Уровень межсимвольных помех зависит от вида АЧХ и ФЧХ фильтров в тракте передачи, от структуры кодовой последовательности и от согласования полосы пропускания П с длительностью импульса To.

При ПTo 1 межсимвольные помехи можно практически не учитывать. При ПT o0, необходимо принимать во внимание отклики от всех импульсов, предшествующих рассматриваемому, и отклики от всех импульсов следующим за ним, что весьма сложно. При значении ПTo0,75 переходные процессы на выходе фильтров быстро затухают, и при расчете искажений можно рассматривать влияние на данный символ двух смежных с ним предыдущего и последующего.

Рис.14.5 Векторная диаграмма при межсимвольных помехах Для примера для сигнала ФМ и ФМ-4 с когерентным детектором приведена зависимость n(t) на входе приемника от ПшТо = ПTo при вероятности ошибки 10-6, обусловленной Pшп и uшп(t), когда в приемнике применен 6-полюсный фильтр Баттерворта (рис.14.6).

Рис. 14.6 Зависимость отношения сигнал/шум от ширины полосы пропускания тракта.

Поскольку в реальных системах мощность остатков импульсов, приходящихся на моменты отбора очередного сигнала, мала по сравнению с тепловыми шумами, эффект, создаваемый межсимвольными помехами, можно рассматривать как соответствующее увеличение мощности тепловых шумов. Другими словами, воздействие межсимвольных помех можно оценивать фактором ухудшения отношения сигнал-шум в тракте передаче. Под этим фактором понимают разность в децибеллах между отношением сигнал тепловой шум на входе демодулятора при наличии межсимвольных помех и отношением сигнал-тепловой шум, когда эти помехи отсутствуют.

На графике, приведенном на рис.14.7 показана зависимость фактора от относительного значения остатка сигнала g(То) в момент отбора очередной посылки. Если g(То) не превышает 0,05 номинального значения напряжения импульса, то фактор ухудшения 1,5 дБ.

Повышение достоверности передачи цифровой информации в присутствии межсимвольных помех достигается оптимизацией параметров тракта и откликов на элементарные посылки (формированием спектра сигнала на передающем конце, коррекцией ФЧХ и АЧХ тракта и компенсацией откликов от предыдущих и последующих посылок).

Причиной возникновения межсимвольных помех могут быть также попутные потоки в АФТ. В хорошо согласованных АФТ попутный поток значительно меньше (на десятки дБ) основного сигнала и его влиянием на вероятность ошибочного приема можно пренебречь.

Если необходимо учесть попутный поток, его мощность можно вычислить и прибавить к мощности тепловых шумов.

Замирания сигнала. Замирания возникают в канале с многолучевым распространением, когда на вход приемника поступают несколько сдвинутых во времени сигналов с различными амплитудами, значения которых, как и фазовый сдвиг, меняются во времени, что ведет к колебаниям уровня сигнала и его искажению.

Рассмотрим для примера некогерентный прием двухуровневого ЧМ сигнала. Как было показано ранее, вероятность ошибки для такого приема в канале с постоянными параметрами убывает экспоненциально с ростом n(t).

Для канала с замираниями вероятность ошибки убывает пропорционально n(t), что хорошо видно на графике (рис. 14.8).

Рис.14.8 Зависимость вероятности ошибки от отношения сигнал/шум в канале.

Видно, что для достижения определенного значения Pош требуется гораздо большее значение n(t).

Прочие причины снижения помехоустойчивости. Причиной снижения помехоустойчивости могут явиться и отклонения характеристик аппаратуры от идеальных это фазовые ошибки в модуляторе и демодуляторе, фазовые дрожания стробирующих импульсов в регенераторах, отклонения амплитуды и длительности импульсов от номинальных значений. Уменьшение помехозащищенности из-за несовершенства работы аппаратуры зависит от вида манипуляции и технической реализации системы.

Влияние замираний сигнала в ЦРРЛ. В цифровых системах на ПРС имеются регенераторы. Поскольку ошибки, возникающие в каждом регенераторе с вероятностью p i, являются независимыми случайными величинами, то при включении m регенераторов вероятность ошибочного приема Поэтому необходимо стремиться к уменьшению pi для сохранения заданной величины pош.

Если в системе передачи регенераторы отсутствуют (смешанные стволы), то в тракте передачи будут накапливаться шумы. Пусть мощность шумов, создаваемых i-ым пролетом, равна pшi, тогда на выходе демодулятора оконечной станции отношение сигнал-шум Поскольку интеграл ошибок F(x) является быстро возрастающей функцией шумов, то на РРЛ без регенераторов на ПРС вероятность ошибок будет больше, чем с регенераторами.

Таким образом, при регенерации сигналов на ПРС можно уменьшить чувствительность системы к тепловым шумам.

Известно, что на РРЛ наблюдаются кратковременные глубокие замирания сигнала не по всей трассе, а на одном пролете. При этом отношение сигнал-шум на входе приемника уменьшается на 30-40 дБ и более, в результате чего вероятность ошибки возрастает на несколько порядков. Так как замирания сигналов на отдельных пролетах не совпадают во времени, то на РРЛ с различными регенераторами По этому значению определяется Pош для используемого вида манипуляции.

Таким образом, искажения сигнала, передаваемого по ЦРРЛ, вызываются следующими основными причинами:

1.Ошибочным приемом информационных символов, возникающим из-за наличия в тракте передачи тепловых шумов, замираний, межсимвольных переходов и внешних помех.

2.Искажениями, вносимыми АЦП при квантовании сигнала (шумы квантования).

3.Инструментальной погрешностью, возникающей из-за несовершенства работы преобразователей сигнала ( из аналоговой в цифровую и обратно).

4.Временными флуктуациями передаваемого цифрового сигнала при прохождении через регенератор.

5. Искажениями при потере циклового синхронизма.

Контрольные вопросы 1.Приведите и поясните структурную схему ОРРС.

2.Приведите и поясните структурную схему ПРС.

3.Приведите и поясните структурную схему УРС.

4.Поясните как воздействуют тепловые шумы в ЦРРЛ.

5.Как определяется вероятность ошибок при когерентном приеме?

6.Как определяется вероятность ошибок при некогерентном приеме?

7.Какое воздействие оказывают межсимвольных помех в ЦРРЛ?

8.Какие замирания имеют место в ЦРРЛ?

9.Какие причины еще снижают помехоустойчивость в ЦРРЛ?

Лекция Замирание сигнала на РРЛ Резервирование на РРЛ Замирания на РРЛ. При расчете напряженности поля в точке приема, наиболее сложно учесть влияние неоднородностей атмосферы и земной поверхности. Для учета этих факторов вводится понятие множителя ослабления, учитывающего состояние земной поверхности, высоту подвеса антенн, частоту передачи, состояние атмосферы, протяженность трассы. Точный математический расчт напряженности поля с учетом всех этих факторов произвести невозможно. С другой стороны, именно изменение множителя ослабления приводит к замираниям на РРЛ, т.е. замирания или фединг - изменение множителя ослабления в течен ие времени. Поэтому рассмотрим более подробно этот процесс, происходящий на реальных трассах.

На распространение радиоволны влияют два фактора:

- рефракция;

- интерференция.

Рефракция - искривления траектории волны из-за неоднородности тропосферы.

Воздух, как и любая среда, имеет определнный коэффициент преломления. Поэтому радиоволна, проходя через такую среду, отклоняется от прямолинейной траектории.

Распространение волны происходит в основном в приземном слое. Этот слой воздуха наиболее подвержен колебаниям температуры, влажности, давления, т.е. можно говорить о том, что коэффициент преломления изменяется от высоты и времени суток.

Для учта этих изменений вводится понятие вертикального градиента коэффициента преломления -g, если:

g = 0, то луч распространяется прямолинейно;

g 0, то луч отклоняется в сторону тропосферы - отрицательная рефракция (рис.15.1);

Рис.15. g 0, то луч отклоняется в сторону земли - положительная рефракция (рис.15.2);

Рис.15. - g = -8,6* 10, стандартная рефракция (рис.15.3);

Рис.15. g -31,4*10-8, сверхрефракция (рис.15.4).

Рис.15. Возможные случаи атмосферной рефракции и соответствующие им значения g и R 3 приведены в таб.15.1.

Таб.15. Виды рефракции g, 1/м Траектория распространения R радиоволн Отрицательная Выпуклостью вниз к Земле 0 Нулевая Прямолинейная 0 Положительная Выпуклостью вверх 0 -8,6* 10- Стандартная Выпуклостью вверх (нормальная) -31,4*10- Критическая Волны распространяются параллельно земной Сверхрефракция -31,4*10-8 Многократное отражение поверхности от поверхности Земли Для удобства расчтов и для наглядности предполагают, что радиоволна всегда распространяется прямолинейно, а в зависимости от условий распространения изменяется радиус Земли (R3 ).

Образно говоря, Земля " дышит" в зависимости от градиента. Это приводит к тому, что препятствия на трассе искусственно поднимаются (g 0) или опускаются (g 0), при этом уровень сигнала на приме увеличивается или уменьшается.

Изменение градиента коэффициента преломления является одной из причин замираний. При этом принимаемый сигнал подвержен медленным изменениям во всем частотном диапазоне. Ясно, что для устойчивой работы необходимо увеличивать высоту подвеса антенн. Однако для этого необходимо увеличивать высоту опоры, что очень дорого. Вместе с тем, если даже поднять антенны и уменьшить влияние рефракции, от замираний избавиться не удастся, так как еще одной причиной изменения уровня сигнала на приме является интерференция. При распространении радиоволны в примную антенну приходит не только основной сигнал, но и отраженный от поверхности Земли или от плотных верхних слоев атмосферы. Так как путь пройденный этими сигналами будет разный, то и их фазы будут разными. Поэтому при тригонометрическом сложении общий уровень сигнала на приме будет меняться. Замирания, обусловленные этим фактором, носят характер быстрых (секунды или даже доли секунды) и глубоких (25-35 дБ).

Быстрые замирания - частотозависимы.

Уровень принимаемого сигнала для каждого пролта рассчитывается с учтом всех вышеперечисленных факторов и является параметром, величину которого обслуживающий персонал обязан знать и периодически проверять с помощью соответствующего прибора, особенно, после сильных ветров, так как возможно нарушение юстировки антенн.

При эксплуатации РРЛ вводится понятие запаса на фединг. Запас на фединг разница между расчтным сигналом и критическим уровнем (-73,4дБм), при котором BER 10*(-3). Естественно чем больше запас на фединг, те более устойчиво работает РРЛ. Наличие нормального расчтного сигнала не является гарантией устойчивой работы РРЛ в любое время суток, особенно в климате с резкими перепадами температуры и давления.

Рассмотрим классификацию возможных типов замираний:

• рефракционные замирания из-за экранирующего действия земли. Наблюдаются в случае g0 (уменьшение радиуса Земли). Замирания медленные, не очень глубокие (10 20дБ), наблюдаются одновременно на всех частотах.

• рефракционные замирания из-за интерференции. Наблюдаются в случае g (увеличение радиуса Земли). При этом повышается вероятность отражений от поверхности Земли из-за увеличения просвета. Замирания быстрые, глубокие (25 - дБ) - зависят от частоты.

• интерференционные замирания из-за отражений от неоднородностей тропосферы.

Быстрые, глубокие - зависят от частоты.

• замирания из-за экранирующего действия тропосферы. При определенных условиях в тропосфере могут образовываться неоднородности, которые препятствуют прохождению основного сигнала. Замирания очень длительные в течение нескольких часов, глубокие (10-30дБ), не зависят от частоты.

• замирания из-за метеоусловий. Дождь, снег, град, пыльные бури приводят к занижению уровня принимаемого сигнала. Однако величина ослабления на частотах ниже 10 Ггц составляет единицы дБ, даже при ливневых дождях. При ливневых дождях возможно заливание антенн, которое приводит к серьзному занижению уровня, однако, это не относится к замираниям. Необходимо помнить, что вода поглощает радиоволны гораздо сильнее, чем в сухой снег или лед. Поэтому, если антенны облеплены снегом или льдом, необходимо принимать срочные меры по очистке, не дожидаясь таяния.

Отличительной особенностью замираний является то, что различные типы не коррелированны, то есть, одновременно может быть несколько типов замираний. Кроме того, необходимо понимать, что при интерференционных замираниях изменяется не только уровень сигнала, но и НГВЗ (неравномерность группового времени запаздывания сигнала). Поэтому возможны случаи, когда при не очень большом занижении сигнала появляются аварии по BER (достоверность передачи).

Как показывает практика, основной причиной замираний на РРЛ является многолучевое распространение (интерференция). Отсюда и два основных способа борьбы с замираниями - разнесение по частоте и в пространстве.



Pages:     | 1 | 2 || 4 | 5 |
 





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.