авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:     | 1 |   ...   | 2 | 3 || 5 |

«Министерство образования и науки Российской Федерации Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования ...»

-- [ Страница 4 ] --

Рис. 42 — Плотности анодных токов (1, 2), напряжения на затворах (3, 4) двух подсистем ячеек и анодное напряжение (5) в номинальном режиме запирания (50 А/см2, 2,5 кВ). На вставке – эквивалентная схема цепи с НМТ S, диодом свободного хода DF, источником на пряжения Ust, индуктивной нагрузкой с током I A0 и паразитной индуктивностью цепи Ls Напряжение на затворах обеих подсистем (кривые 3, 4 на рис. 42), как и при работе в цепи с омической нагрузкой с теми же напряжением и начальным током, остается ниже уровня отсечки инжекции и обеспечивается однородная по площади модуляция проводимо сти n0-базы. Таким образом, связь между токами катода и затвора в номинальном режиме за пирания не проявляется, и динамические характеристики прибора в целом повторяют харак теристики отдельной его управляемой ячейки. При увеличении тока, когда уже в момент за мыкания шунтирующей цепи смещение эмиттеров в подсистеме S' превосходит ~ 0,7 В, на блюдается кратковременное повышение J1 в интервале времени, когда эмиттеры остаются не полностью запертыми. Наконец, при еще больших токах (когда I A0 A 90 А/см2) дальней шее протекание переходного процесса сопровождается необратимым перехватом анодного тока всего прибора этой подсистемой (рис. 43, сплошные линии). Переключатель в этом слу чае теряет управляемость по затвору и выходит из строя из-за локализации тока и тепла на малом участке рабочей площади.

Рис. 43 — Выключение приборной структуры интегрального тиристора при выходе за гра ницы ОБР по запираемому току ( I A0 / A 90 А/см2): 1а, 2а – плотности анодных токов в подсистемах, 3а – анодное напряжение, 1б, 2б, 3б – то же для структуры с расширенными границами ОБР ( I A0 / A 106 А/см2) Следует отметить, что найденная предельная величина не может быть реализована как допустимая амплитудная плотность тока при частотной работе. Она выражает лишь запас по импульсной токовой перегрузке, в пределах которого возможно выполнить запирание при бора шунтированием катодных эмиттеров. Это обусловлено, как минимум, двумя обстоя тельствами. Во-первых, при фиксированной удельной мощности теплоотвода увеличение переходных потерь свыше 500–600 мДж/см2 (за операцию выключения) даже при однород ном по площади тепловыделении приводит к существенному ограничению по рабочей часто те (согласно результатам параграфа 2.3). Во-вторых, в диапазоне выключаемых токов 50– А/см2 при рабочих напряжениях 2–3 кВ переходный процесс сопровождается интенсивной ударной ионизацией (ионизационный интеграл I av превышает значение 0,2).

Ячейки «возму щенной» подсистемы с большей плотностью тока раньше остальных входят в ДЛП и, если при этом рабочая площадь этой подсистемы мала по сравнению с A, в ней становится воз можным многократное превышение плотности тока на фоне средней по A величины. Воз можность перехода такой подсистемы в блокирующее состояние зависит от предельной плотности выключаемого ею тока, т. е. от режима работы и параметров затвора (в том числе, последовательного сопротивления затвора Rg1). Тем самым, реализуемая граница ОБР в НМТ определится условием возникновения аварийной ДЛ тока с учетом как неодинаковых техно логических параметров ячеек, так и их электрически неэквивалентных положений в инте гральной схеме. Здесь по сравнению со случаем цепи с омической нагрузкой имеются суще ственные отличия, в частности, в условиях вхождения в ДЛП при тех же числовых значениях тока и рабочего напряжения. Поэтому далее мы столь же подробно анализируем физические механизмы аварийной перегрузки для случая индуктивной нагрузки.

Для НМТ, две группы ячеек которого дополнительно имеют разброс времен жизни h0 = 15,0 мкс, h1 = 16,5 мкс, на переходной кривой J1 (рис. 44) появляется характерный мак симум, связанный с увеличением начального избыточного заряда в базовой области S'.

Рис. 44 — Выключение неидеальной приборной структуры ( h h 0 10 % ) интегрального тиристора в пределах ОБР по току ( I A0 / A 39 А/см2, Ust = 2,5 кВ) При этом масштаб данного эффекта зависит от разброса параметров ячеек и от плотностей токов перед запиранием. Такое перераспределение тока приводит также и к неравномерности выделения тепла – на участке структуры площадью в 10 % A плотность интегральных по терь за операцию выключения на 12 % выше среднего по A значения. Увеличение начально го тока приводит к большей степени локализации тока, а затем и тепла. Вопросы влияния механизмов саморазогрева прибора на его ОБР во взаимодействии стабилизирующих эффек тов температурного снижения скоростей дрейфа и коэффициентов ударной ионизации и эф фектов термогенерационного пробоя достаточно сложны и в работе не рассматриваются.

Как уже говорилось выше, при увеличении тока в силовой и управляющих цепях под системы S' и, следовательно, потенциала ее p-базы выше величин ~ 0,7 В, может наблюдать ся неполное запирание катода и сохранение в домене F паразитной составляющей электрон ного тока даже после включения шунтирующей цепочки с транзистором TG. В других случа ях, уже после полного перекрытия катода становится возможным его повторное динамиче ское отпирание. При малых рабочих напряжениях этот эффект доминирует среди других, способствующих локализации тока. Более того, в некоторых случаях неполный разрыв «ти ристорной» обратной связи между анодным и катодным транзисторами может затягиваться по времени до установления квазистационарного конечного состояния с не выключенной S' частью рабочей площади чипа НМТ. Напротив, при большом напряжении статической бло кировки (Ust 1 кВ), преобладающим с ростом напряжения на домене F в S' становится ударно-ионизационный ток. Количественную иллюстрацию неоднородного запирания в этих условиях дает рис. 45. При средней плотности тока нагрузки 75 А/см2 во включенном со стоянии распределение плотности тока неоднородно: J 00 74,3, J10 82,1 А/см2.

Для сопоставления временной эволюции плазменных областей P в обеих подсистемах на рис. 46 в полулогарифмическом масштабе представлены рассчитанные начальные распре деления концентраций в базе и их изменения в пределах переходного слоя D в одни и те же моменты времени. Из этих построений видно, что смещение границ и в «возмущенной»

подсистеме запаздывает (как было изображено схематически рис. 33) по сравнению с парал лельной подсистемой S0. Оттеснение плазмы в этой опережающей подсистеме ячеек проис ходит при практически постоянном токе J0(t) до момента (t 1,4 мкс) достижения на аноде напряжения источника и происходящего вслед за этим включения диода. Следовательно, в отсутствие электронной компоненты Jn толщина переходного слоя изменяется, согласно (2.42), только за счет переменной концентрации на его правой границе (t). В пределе гори зонтального профиля p(0)(y) скорость движения этой границы на данном этапе была бы по стоянной. В это же время перераспределение тока в подсистему S' усиливается и посредст вом связей (3.6), (3.7) вызывает повторное регенеративное отпирание катодного эмиттера (линия 5 на рис. 45). Это несколько замедляет выключение S'. Обратим внимание на то, что интервал времени с ДЛ тока не начинается сразу после шунтирования эмиттеров, а соответ ствует фазе процесса с ростом напряженности поля в плоскости коллекторного перехода S' до 1,8·105 В/см и наличием выраженной ударно-ионизационной компоненты тока (кривая 4).

Таким образом, неоднородность распределения тока, первоначально имеющаяся благодаря увеличенному h1 на фоне средней величины h0, в условиях ДЛП эволюционирует в его ло кализацию, способную инициировать регенеративное включение инжекции из катодного эмиттера.

Рис. 45 — Выключение неидеальной тиристорной структуры ( h h 0 10 % ) вблизи грани цы ОБР по току ( I A0 / A 75 А/см2, Ust = 2,5 кВ). Цифрами обозначены временные зависи мости: 1 – J 0, 2 – J1, 3 – J G1, 4 – J n 1, 5 – J C1, 6 – UA Обнаруженный механизм неоднородного прерывания тока может проявляться в мно жественных сценариях, опасность которых при фиксированном Ust зависит от начального тока. Критическая величина I mcc разграничивает два набора сценариев – с кратковременной и с необратимой ДЛ тока. В случае I A0 Imcc стадия с выраженной неоднородностью анодного тока по площади длится до включения диода DF (как на рис. 45), после чего токи в обеих подсистемах начинают быстро спадать. На первой стадии (длительностью в единицы микро секунд) локальная плотность тепловыделения в S' существенно выше, чем в S0. Соответст венно, при I A0 Imcc лимитирующим фактором является локализация переходных потерь из за неоднородного распределения тока. В противном случае реализуются аварийные режимы с недопустимо высокими плотностями тока и тепла, когда ячейки S' перестают контролиро ваться по затвору (подобно ранее рассмотренному случаю на рис. 43). Отметим, что в экви валентной схеме инвертора, в отличие от рассматривавшегося ранее случая с омической на грузкой (см. п. 3.6.1 и работу [108]), благодаря большой индуктивности нагрузки суммарный анодный ток до момента открытия диода остается постоянным, и локальное повышение плотности тока в подсистеме S' ведет к снижению ее в остальной части структуры. Отсюда следует и максимально возможная степень перераспределения плотности тока (по порядку величины равная масштабному фактору N доминирующей неоднородности приборной структуры).

Рис. 46 — Трансформация профилей электронно-дырочной плазмы в неидеальной тиристор ной структуре ( h h 0 10 % ) в процессе запирания вблизи границы ОБР (рис. 45) Варьирование рабочего напряжения в диапазоне 0,5 кВ Ust Upt выявляет снижение Imcc с ростом Ust (рис. 47). В этом состоит отличие от случая омической нагрузки, результаты для которого в том же диапазоне напряжений показаны выше на рис. 38. Границы ОБР по усредненной плотности тока включенного состояния были рассчитаны для двух уровней от носительной неоднородности технологического параметра h. В интервале 2,0 кВ Ust 3, кВ падение предельного тока, определяемого исследуемым механизмом, замедляется;

здесь начинают проявляться иные эффекты сильных полей, в частности, исследованное в п. 2.2. вхождение в самоподдерживающийся лавинный пробой. Напряжение 3,25 кВ отвечает, как и ранее, статическому полевому проколу n0-базы тиристора, а напряжение 2,5 кВ – половине av напряжения U st его статического лавинного пробоя. При построении преобразовательной av аппаратуры по схеме рис. 7 выбор U st 2U st является практически общепринятым [40].

Таким образом, с учетом обнаруженных ограничений, параметры рабочей точки Ust = = 2,5 кВ и J A0 50 А/см2 могут теперь обоснованно рекомендоваться для номинального ре жима работы рассмотренного варианта интегрального тиристора.

Рис. 47 — Границы ОБР интегрального тиристора при идентичных параметрах приборных ячеек ( h h0 0 ) и при наличии разброса времен жизни носителей между двумя подсисте мами ячеек в 10 % и 20 % Предложенный теоретический аппарат позволяет достаточно просто находить пути повышения однородности модуляции проводимости в БПМЗ с большой рабочей площадью, что критически важно для надежной коммутации больших токов. В частности, приложение к n+–p-переходу отрицательного смещения Vext от внешнего источника исключает инжекцию во всех ячейках чипа, позволяя повысить I mcc. Ограничением на величину Vext здесь является напряжение пробоя сильнолегированного эмиттерного перехода, которое по данным дву мерных численных расчетов для исследуемой структуры составляет ~ 20 В. Имеется и воз можность компенсации влияния сопротивлений распределенных электродов для периферий ных групп ячеек. Она состоит в снижении тока затвора подсистемы ячеек S' (и прямого сме щения их эмиттерных элементов), позволяющем избежать регенеративного отпирания. Эф фективность такого технологического приема (предложенного авторами экспериментальной работы [125]) была проверена с помощью построенной теории. В частности, установлено, что предельный выключаемый ток рассматриваемого прибора при Ust = 2,5 кВ может быть увеличен с 89 А/см2 до 106 А/cм2 путем последовательного снижения времен жизни обоих типов носителей – на 10 % во всей структуре и затем в 10 раз в n+-эмиттере. Переходные ха рактеристики оптимизированной структуры показывают, что выключение тока, на 19 % большего предельной величины для исходной структуры, сопровождается лишь несущест венным возрастанием J1 в течение первых 400 нс (см. рис. 43, пунктирные линии). При этом такое повышение предельного выключаемого тока сопряжено с ростом прямого падения на пряжения (и статических потерь) в номинальном режиме (при J A0 50 А/см2) лишь на 0, %, и незначительным (1,3 %) увеличением плотности энергии переходных потерь на основ ной части рабочей площади до WS0 = 427 мДж/см2. Увеличение выключаемого тока было за фиксировано и при других соотношениях времен жизни в различных слоях. Выбор конкрет ного соотношения является предметом дальнейшей инженерной оптимизации. В качестве технологического метода снижения времени жизни рекомендуется избирательное облучение электронами и протонами [118] определенных участков структуры (относящихся в нашем рассмотрении к подсистеме S') для генерации рекомбинационных центров соответственно по всей глубине структуры и в ее тонком (2 мкм) n+-слое.

3.7 Выводы по главе Силовые интегральные микросхемы с большим числом управляемых ключевых эле ментов (ячеек) характеризуются неизбежным присутствием «встроенных» технологических неоднородностей параметров полупроводниковых структур от ячейки к ячейке. Помимо та ких исходно не предусмотренных различий параметров, реальные структуры обладают также и конструктивными несовершенствами – их управляемые ячейки, расположенные на различ ных участках рабочей площади, не могут считаться равноправными в интегральной схеме.

С целью адекватного описания воздействия указанных факторов на предельно дости жимые характеристики приборов в настоящей главе построена нелинейная модель с анали тической формулировкой задачи, описывающая процессы выключения в интегральных схе мах биполярных полупроводниковых переключателей с распределенными микрозатворами, содержащих большое число неидеально-идентичных управляемых ячеек. Эта модель приме нима к исследованию комплекса эффектов электрической перегрузки, наблюдаемых в этих приборах и определяющих их важнейшую эксплуатационную характеристику – границу об ласти безопасной работы по выключаемому току.

Количественные иллюстрации приведены для интегрального тиристора с внешним полевым управлением, выключаемого шунтированием эмиттеров. На основе теоретических построений и сравнительно простых вычислительных методов проанализированы множест венные качественно различающиеся сценарии переходных процессов запирания в зависимо сти от начальных условий. Найден предельный выключаемый ток в зависимости от рабочего напряжения при двух основных применениях силовых высоковольтных полупроводниковых ключей – в схемах с омической нагрузкой и инвертора с индуктивной нагрузкой. Обнаруже но, что в последнем случае при одних и тех же параметрах включенного состояния эффекты динамического пробоя более выражены и способны усиливать начавшуюся локализацию то ка в приборной структуре со «встроенными» технологическими неоднородностями. В про цессах выключения с высокими плотностями тока (80–150 А/см2) эффекты пробоя проявля ются и при работе в схеме с омической нагрузкой в тот момент, когда напряжение на области объемного заряда достигает ~ 1 кВ. Этим объясняется и наблюдавшийся в экспериментах (рис. 28, 30) механизм разрушения интегрального тиристора, где начальная неравномерность плотности тока по рабочей площади инициировала его аварийную локализацию в условиях опережающего вхождения «возмущенного» участка структуры в ДЛП.

Наконец, была показана возможность подавления эффекта отпирания эмиттера за счет снижения концентрации инжектированной плазмы в периферийных областях структуры.

Положение, формулируемое на основании результатов настоящей главы:

1. Ограничение области безопасной работы интегрального тиристора с неидеально идентичными управляемыми ячейками, запираемого путем шунтирования эмиттеров по внешней управляющей цепи, определяется:

1.1. Со стороны низких напряжений – невозможностью перевода всех управляемых ячеек в режим отсечки инжекции непосредственно в момент включения шунтирующей цепи;

1.2. Со стороны высоких напряжений – эффектом регенеративного включения катодного эмиттера малой группы управляемых ячеек, инициируемым в процессе ее запирания в условиях динамического лавинного пробоя.

Заданному масштабу неоднородности каждого параметра структуры соответствует множест во пар критических значений рабочего напряжения и начальной плотности тока нагрузки, при превышении которых локализация тока приводит к невозможности запирания НМТ и в дальнейшем к разрушению его приборной структуры. Эти значения и характеризуют най денные границы области безопасной работы.

Результаты настоящей главы диссертации опубликованы в работах [108,122].

Глава 4 Имитационное моделирование переходных процессов при выходе за границы области безопасной работы 4.1 Задачи, решаемые в настоящей главе Обобщенная теоретическая модель, разработанная в предшествующих главах диссер тации, предсказывает основные тенденции протекания переходных процессов в неидеальных пространственно-неоднородных структурах биполярных переключателей с микрозатворами.

Несмотря на ряд упрощений, построенная теория устанавливает важные (и с фундаменталь ной, и с прикладной точек зрения) ориентиры в широком многообразии типов поведения распределенных рабочих сред силовых полупроводниковых приборов.

Задачами дальнейшей работы являются проверка основных выводов теории, опреде ление границ ее применимости и развитие исследовательских подходов в направлении тех проблем, к которым теория в существующем виде неприменима. К таким проблемам в дан ной диссертации относится сравнительный анализ ограничений ОБР при реализации различ ных режимов управления затвором БПМЗ. Конкретные способы реализации этих режимов затрагивают, очевидно, не только биполярную часть в ее обобщенном представлении (рис.

5), но и управляющую часть с ее специфическими характеристиками и их ограничениями.

Кроме того, согласованное описание динамики модулируемого по проводимости слоя ВБ и управляющей подсистемы БПМЗ влечет за собой необходимость учета процессов и в приле гающих к ВБ слоях, в частности, у управляемого эмиттера, где распределения концентраций и потенциала всегда неодномерны. Они вносят свои особенности в физическую картину ста ционарных состояний и стадии запирания, что может сильно влиять на выходные характери стики переключателя и требует детального изучения.

Все вышесказанное в полной мере относится к каскодному прерыванию тока катода, осуществляемому путем выключения встроенного между электродом катода и цепью на грузки МДП-транзистора и одновременной коммутации тока нагрузки в шунтирующую цепь затвора. Имея в виду известные потенциальные преимущества [29,30] этого режима запира ния, мы считаем весьма актуальными постановку и решение вопроса о предельных ограни чениях ОБР в этом режиме. Ранее разработанный аппарат главы 3, к сожалению, не позволя ет их исследовать: основная трудность связана с взаимодействием ячеек через распределен ные электроды затвора и катода, когда эмиттеры, отсоединенные от внешней силовой цепи, остаются под «плавающим» потенциалом. Имеющиеся в настоящее время эксперименталь ные данные [30] недостаточны для оценки предельных возможностей прибора в каскодной схеме и, кроме того, не содержат какой-либо информации о влиянии на них технологических и конструктивных неоднородностей приборных структур. Поэтому для решения задач на данном этапе необходимо привлечение программных средств имитационного численного моделирования с калиброванным набором физических моделей.

Поскольку использование таких средств сопряжено с необходимостью исчерпываю щего описания исследуемой приборной структуры и окружающих цепей, в данной главе из лагаются все варианты постановки задач имитационного моделирования применительно к изучаемым проблемам ограничений ОБР. При этом последовательно рассматриваются два основных типа внешней цепи – простейшая цепь с источником напряжения и омической на грузкой и эквивалентная схема инвертора с индуктивной нагрузкой. Для последнего случая, независимо от режима запирания, наиболее полная постановка задачи предусматривает со вместное численное моделирование работы двух полупроводниковых приборов – биполяр ного переключателя и быстродействующего встречно-параллельного диода, а также дис кретных элементов схемы. По этой причине предварительно выполняется серия расчетов по обоснованному выбору параметров диодов свободного хода, специально разрабатываемых для работы в мостовых схемах преобразователей напряжения.

4.2 Статические и динамические характеристики встречно-параллельного диода в составе переключающего силового модуля 4.2.1 Специфические требования к встречно-параллельным диодам Разработка новых конструкций переключающих силовых приборов требует совер шенствования характеристик быстродействующих встречно-параллельных диодов, входя щих в состав силовых полупроводниковых модулей. Такие диоды работают в преобразова тельных схемах (см. рис. 7) в «жестких» условиях: через них должен проходить полный ра бочий ток, а восстановление диода – происходить при большой скорости нарастания обрат ного тока. Характеристики включенного состояния диода и процесса восстановления его блокирующей способности существенно зависят от параметров приборной структуры (тол щины базы, концентрации примеси и диффузионной длины в ней, инжектирующей способ ности анодного p-эмиттера). Выбор параметров силового диода основывается на компро миссном соотношении, обусловленном следующими тремя факторами:

1) энергией тепловых потерь при протекании прямого тока Wst UON Iload tOFF, (4.1) где UON – прямое падение напряжения на включенном диоде, I load –среднее значение тока нагрузки за данный период переключения, t OFF – длительность фазы работы схемы, на которой встречно-параллельный данному диоду переключатель (любой прибор класса БПМЗ или высоковольтный МДП-ключ) заперт, и ток нагрузки протекает через диод;

2) энергией переходных тепловых потерь WOFF, равной интегралу по времени от рассеивае мой на диоде мощности U(t)I(t) в течение процесса его восстановления;

3) ограничениями рабочего тока и напряжения по статическому и динамическому лавинно му пробою.

Кроме того, к диоду предъявляется требование «мягкости» процесса восстановления, выражающееся в ограничении допустимой скорости спада обратного тока. Ее превышение приводит к возникновению высокочастотных колебаний напряжения с большой амплитудой, обусловленных паразитной индуктивностью цепи. Амплитудная величина обратного тока критически важна также потому, что она определяет токовую перегрузку при включении БПМЗ;

при этом не все типы биполярных переключателей имеют запас по такой перегрузке (см. параграф 1.2, область FBSOA).

В соответствии с принципом работы инвертора напряжения с ШИМ, мгновенное зна чение тока нагрузки достигает амплитудной величины I load, когда скважность управляющих силовыми ключами импульсов равна 2. В этом случае диоды в течение времени Ts/2 пропус кают прямой ток, после чего, с переходом соответствующих ключей в проводящее состоя ние, восстанавливаются при обратном смещении. Величина Ts мала по сравнению с T/2 (в высоковольтных преобразователях отношение несущей частоты ШИМ к частоте выходного напряжения mf = fs/f ~ 10–20 [40], например, fs = 1 кГц, а f = 50 Гц). В свою очередь, процесс обратного восстановления диода протекает за несколько микросекунд, что значительно меньше Ts/2. Случай, когда ток индуктивной нагрузки, изменение которого пренебрежимо мало в одном периоде переключения (тем более, в течение времени восстановления диода), равен своему амплитудному значению, и является наиболее критичным для диода. Именно его следует проанализировать для определения влияния параметров конструкции прибора на его статические и динамические характеристики, а также выяснения ограничений рабочего напряжения и тока нагрузки инвертора.

В настоящем параграфе при помощи численного моделирования исследуется влияние технологических параметров структуры на характеристики диода, предназначенного для ра боты в силовом модуле с интегральным тиристором с полевым управлением или биполяр ным транзистором с изолированным затвором. Одномерное численное моделирование уже использовалось в предшествующих работах для оптимизации характеристик обратного вос становления диодов, в частности, путем выбора концентрации легирования и толщины p+ эмиттера диода [126]. Варьирование каждого из этих технологических параметров сопрово ждалось таким выбором времен жизни в базе, чтобы обеспечить неизменное падение напря жения на включенном диоде при заданной плотности тока. На основе результатов моделиро вания были найдены время обратного восстановления, амплитуда и скорость спада обратно го тока. Однако в [126], как и в экспериментальной работе [118], не исследовалось влияние указанных параметров приборной структуры на величины статических и переходных тепло вых потерь, ограничивающих допустимую рабочую частоту переключения силового модуля.

Кроме того, статическое напряжение пробоя рассмотренного в [126] диода равно 1,2 кВ, а в [118] – 2,5 кВ. Представляется актуальным повышение рабочего напряжения диодов с уче том фундаментальных ограничений, вызванных лавинным пробоем и уже рассмотренных в настоящей работе.

4.2.2 Исходные данные и методы расчетов Количественные иллюстрации приведены для быстродействующего кремниевого диода, рассчитанного на предельное блокируемое напряжение 3,5 кВ. Для создания диода с таким напряжением пробоя n-база формируется из материала с удельным сопротивлением 150 Ом·см, т. е. с концентрацией доноров Nd 3,3·1013 см-3. Толщина базы w0 обычно должна быть не меньше толщины ООЗ при максимальном напряжении, и для данного диода выбрано значение w0 = 350 мкм. Катодный эмиттер, сформированный путем термодиффузии донорной примеси, имеет толщину 3 мкм с поверхностной концентрацией примеси n+ = = 1,0·1020 см-3. Глубина p–n-перехода d равна 6 мкм. Остальные параметры диодной струк туры выбирались в следующих диапазонах величин:

– поверхностная концентрация p – от 5,0·1015 до 1,0·1019 см-3;

– время жизни в базе при ВУИ h = n0 + p0 – от 4 до 15 мкс.

Расчет статических и динамических характеристик диода производился путем чис ленного моделирования включенного состояния и переходного процесса восстановления диода с помощью симулятора ATLAS 5.14.0.R из программного пакета SILVACO [80]. Ис пользованные модели основываются на диффузионно-дрейфовом приближении, включаю щем в себя уравнения непрерывности для концентраций электронов и дырок, дополненные уравнением Пуассона для электрического потенциала. В случае диода все уравнения реша лись в одномерном приближении, с реальными технологическими профилями концентраций легирующих примесей. Учитывались рекомбинация Шокли-Рида (с концентрационно зависимыми временами жизни) и Оже, ударная ионизация в сильных электрических полях, нелинейные зависимости подвижностей носителей от поля и от концентраций легирующих примесей. Числовые параметры всех этих зависимостей были выбраны такими, как в про граммном пакете Sentaurus Device [79]. Иерархия моделей и уравнений на всех уровнях опи сания исследуемой системы обсуждалась в параграфе 1.5.

Рис. 48 — Эквивалентная схема для анализа процесса восстановления диода DF Стационарное состояние диода с прямым током Iload и процесс его обратного восста новления моделировались в схеме (рис. 48), являющейся частным случаем эквивалентной схемы инвертора (рис. 8) при нулевом активном сопротивлении нагрузки. Стационарное рас пределение концентраций инжектированных носителей в базовом n-слое устанавливалось за время t OFF = Ts/2. Поскольку время включения быстродействующих полупроводниковых пе реключателей любого типа (~ 10–20 нс) значительно меньше других характерных времен в цепи (Ts, t OFF, времени обратного восстановления диода), в эквивалентную схему вместо конкретного силового прибора введен идеальный ключ S, включающийся за время 10 нс.

Включение этого ключа моделировалось изменением его сопротивления с 50 МОм до 5 мОм за время 10 нс без задержки. Рабочая температура кристалла диода полагалась равной 398 К, величина паразитной индуктивности Ls = 5 мкГн, рабочая площадь диода – 1 см2.

Результатами расчета являются временные диаграммы тока через диод, а также паде ния напряжения на нем. Эти данные позволяют определить время выключения диода и пере ходные тепловые потери в полупроводниковой структуре в течение процесса выключения.

Оценка статических потерь во включенном диоде проводилась исходя из длительности им пульса прямого тока 500 мкс, что соответствует фазе с амплитудным значением тока нагруз ки при несущей частоте fs = 1 кГц. Величины энергии потерь (статических Wst, переходных WOFF и полных W ) приводятся в миллиджоулях в расчете на единицу рабочей площади.

Кроме того, рассчитаны распределения электрического поля и концентраций свободных но сителей в базе диода для нескольких фиксированных моментов времени.

4.2.3 Базовый вариант диодной структуры В высоковольтном диоде стандартной конструкции p+–n–n+ поверхностные концен трации легирования как катодного n+, так и анодного p+ слоев велики (обычно 1017–1019 см-3).

Поэтому на стадии протекания прямого тока в базе такого диода формируется распределение концентраций инжектированных носителей с минимумом в глубине базы. Большой накоп ленный избыточный заряд при ВУИ (h = 15–30 мкс) обеспечивает малое (1,5 В и менее) па дение напряжения на включенном диоде, однако длительность процесса восстановления (рис. 49, кривые 2) недопустимо велика в связи с большими коммутационными тепловыми потерями (более 100 мДж). Снижение времени жизни в базе до нескольких микросекунд приводит к меньшей величине избыточного заряда в n-базе включенного диода, однако фор ма распределения концентрации плазмы остается прежней. В этом случае происходит слиш ком быстрое ограничение тока, не удовлетворяющее требованию «мягкости» восстановления и приводящее к возникновению высокочастотных колебаний напряжения на диоде и пара зитных индуктивностях цепи (рис. 49, кривые 1). Прямые падения напряжения и энергии статических и переходных потерь для обоих вариантов приведены в таблице 2 под рисунком.

Рис. 49 — Процесс выключения стандартного диода с высоким (15 мкс, кривые 2) и снижен ным (4 мкс, кривые 1) временем жизни в базе Таблица 2 — Характеристики диода стандартной конструкции UON, В Wst, мДж WOFF, мДж № W, мДж h, мкс 1 4 1,54 19,25 51,85 71, 2 15 0,91 11,38 116,14 127, В высоковольтных быстродействующих диодах, предназначенных для работы в ин верторах напряжения, необходимо технологически обеспечивать специальную форму рас пределения концентраций инжектированных носителей с минимумом у анодной границы n базы. Тогда в процессе выключения будет происходить относительно быстрый спад концен трации носителей непосредственно у p+–n-перехода, а со стороны катода остаточная элек тронно-дырочная плазма будет сохраняться в течение некоторого времени, обеспечивая по ступление дырок в расширяющуюся область объемного заряда. Таким образом, может быть получено компромиссное соотношение времени восстановления и скорости спада тока (бы строе, но «мягкое» восстановление).

Требуемая форма распределения концентрации может быть достигнута несколькими способами, в частности, снижением инжектирующей способности анодного эмиттера или снижением времени жизни носителей в базе у p+–n-перехода путем облучения структуры пучком протонов с глубиной проникновения, несколько большей глубины перехода. Мы рассмотрим в первую очередь технологическое регулирование инжектирующей способности p+-эмиттера. Очевидным способом снижения коэффициента инжекции является уменьшение уровня легирования p+- (p-) слоя от типичных значений ~ 1019 до ~ 1016 см-3 (поверхностные концентрации акцепторов при изготовлении p–n-перехода путем термодиффузии акцептор ной примеси). При этом минимум распределения концентрации инжектированной плазмы смещается в сторону анодного эмиттера. Характеристики переходного процесса восстанов ления зависят и от времени жизни в базе, поэтому его следует выбирать совместно с концен трацией легирования p-слоя. Ниже представлены результаты расчетов для различных кон центраций p и времен жизниh.

В качестве базового варианта выбран [127] диод со сниженной до 1·1016 см-3 поверх ностной концентрацией в p-эмиттере и малым временем жизни h = n0 + p0 = 6 мкс (приня то, что n0 = 4 мкс и p0 = 2 мкс – времена жизни электронов и дырок в нелегированном мате риале).

Переходный процесс должен завершаться установлением блокирующего состояния диода. При этом еще до достижения блокировки напряжения источника Ust, при обратном av напряжении на диоде Urev Ust U st возможно возникновение ДЛП p–n-перехода диода вследствие возрастания напряженности электрического поля из-за высокой плотности заряда свободных дырок, выносимых при обратном смещении из электронно-дырочной плазмы в базовой области (применительно к диодам эти проблемы обсуждались в конце параграфа 1.4). Для предотвращения выхода диода из строя необходимо ограничивать рабочее напря жение Ust и ток I load;

как правило, при проведении измерений динамических характеристик диода, а также в эксплуатации, напряжение источника Ust не превышает 50 % от напряжения av статического пробоя диода U st. С учетом оценки напряжения пробоя данного диода, задава лись сниженное рабочее напряжение U = 1,2 кВ и ток нагрузки I load = 25 А (плотность тока JA = 25 А/см2). Расчет переходного процесса проводился в интервале 0 t 1,5 мкс. Резуль таты приведены на рис. 50 (ток и обратное напряжение на диоде в зависимости от времени, случай 2 на рисунке и в таблице 3) и рис. 51 (распределения концентраций дырок и электри ческого поля по глубине n-слоя).

Протекавший через диод прямой ток меняет направление через 100 нс после поступ ления (при t = 0) управляющего импульса на замыкание ключа. Обратный ток достигает мак симума (44,3 А) при t = 344 нс, а время обратного восстановления диода составляет 500 нс.

Максимальная напряженность поля у p–n-перехода Emax = 1,89·105 В/см достигается в мо мент t = 425 нс (рис. 51). Наличие ударно-ионизационной компоненты тока проявляется, в частности, в возрастании концентраций дырок в базе по направлению к анодной границе (кривые p(y) для t = 350 нс и 400 нс).

Рис. 50 — Процесс выключения для диодов с различным легированием анодного эмиттера Рис. 51 — Распределения концентраций дырок (вверху) и электрического поля (внизу) в n базе в фиксированные моменты времени при восстановлении диода с технологическими па раметрами p = 1·1016 см-3, h = 6 мкс 4.2.4 Влияние легирования и времени жизни на характеристики диода Сравнение длительности выключения, а также статических и динамических потерь в диодах с различными концентрациями легирования эмиттера может быть проведено по вре менным диаграммам переходного процесса (рис. 50) и данным, представленным в таблице 3.

Задавались следующие значения поверхностной концентрации p: 5·1015, 1·1016, 2·1016, 5· и 1·1017 см-3, причем во всех случаях глубина p–n-перехода составляла 6 мкм. Время жизни в условиях ВУИ фиксировано – 6 мкс. Во всех перечисленных вариантах одинаковы ток вклю ченного состояния Iload = 25 А и скорость спада прямого тока (она определяется не парамет рами структуры прибора, а величиной паразитной индуктивности). Наибольшими переход ными потерями (36,9 мДж) и временем выключения обладает диод с легированием p = 1· см-3. Прямое падение напряжения в этом случае минимально, а статические потери равны половине динамических потерь. Минимальное легирование эмиттера 5·1015 см-3 обеспечива ет самое быстрое восстановление диода при наименьших переходных потерях (18,9 мДж).

Кроме того, в этом случае из-за сниженной концентрации инжектированных носителей у анода процесс выключения протекает при меньшей величине обратного тока, и, следова тельно, меньшей напряженности поля Emax = 1,85·105 В/см. Наконец, суммарная величина тепловых потерь оказывается минимальной ( 47 мДж) для диода с легированием эмиттера 1·1016 см-3 и почти такой же – для 5·1015 см-3.

Таблица 3 — Характеристики диодов в зависимости от легирования эмиттера p, см-3 UON, В Wst, мДж WOFF, мДж W, мДж № 5· 1 2,29 28,63 18,86 47, 1· 2 2,07 25,88 21,10 46, 2· 3 1,87 23,38 24,20 47, 5· 4 1,63 20,37 30,36 50, 1· 5 1,50 18,75 36,92 55, Влияние времени жизни h на характеристики диодов представлено семейством пере ходных кривых на рис. 52. Исследованы процессы восстановления диодов с одинаковыми коэффициентами инжекции эмиттеров (т.е. при одной величине p = 5·1015 см-3), но разными временами жизни в базе (4, 6, 9, 12 мкс). Повышение h приводит к следующим изменениям характеристик диода:

– повышению времени восстановления диода с 400 нс до 650 нс;

– повышению динамических потерь с 12,9 мДж до 39,0 мДж;

– снижению статических потерь с 40,6 мДж до 18,9 мДж.

Снижение времени жизни уже до 4 мкс приводит к остаточному напряжению UON = 3,25 В, т. е. статическим потерям Wst 41 мДж 3WOFF (таблица 4). Расчеты для больших времен жизни демонстрируют заметное снижение Wst и повышение WOFF (в 2,2 и 3 раза соответст венно при переходе от h = 4 мкс к h = 12 мкс). Возрастает и время восстановления (дости гающее 700 нс при наибольшем времени жизни).

Рис. 52 — Процесс выключения для диодов с различным временем жизни в базе Таблица 4 — Характеристики диодов в зависимости от времени жизни в базе UON, В Wst, мДж WOFF, мДж W, мДж № h, мкс 1 4 3,25 40,63 12,91 53, 2 6 2,29 28,63 18,86 47, 3 9 1,75 21,88 28,44 50, 4 12 1,51 18,87 39,02 57, Среди всех исследованных случаев полная величина тепловых потерь минимальна при h = 6 мкс. Таким образом, наименьшие суммарные тепловые потери достигаются при уровне легирования анодного эмиттера от 5·1015 см-3 до 1·1016 см-3 и времени жизни 6 мкс.

При этом более предпочтителен вариант с самым низким легированием эмиттера, так как, при близкой величине полных потерь (47,5 мДж), он характеризуется самым коротким вре менем восстановления и наименьшей амплитудой обратного тока. Следует отметить, что в варианте с минимальным коэффициентом инжекции эмиттера полные потери растут с уве личением h 6 мкс, а при h 9 мкс вклад динамических потерь становится преобладающим (таблица 4). В диоде стандартной конструкции, с высоким легированием эмиттера, полные потери (таблица 2) значительно превышают полученные значения для диодов со сниженным легированием и оптимизированным временем жизни.

Помимо технологического регулирования эффективности p+-эмиттеров посредством изменения концентрации легирования, была исследована также возможность управления ха рактеристиками через неоднородное по глубине базы распределение времен жизни [117]. Ле гирование эмиттера при этом оставалось неизменным (1018 см-3) и соответствовало исходно му варианту структуры диода без снижения анодного коэффициента инжекции. Результаты представлены на рис. 53, 54 и в таблице 5 для трех случаев:

1) постоянное по глубине распределение времен жизни, h = 6 мкс;

2) снижение h по линейному закону с 6 мкс на катодной границе базы до 1 мкс на анодной границе;

3) локальное снижение h до 15 нс в слое базы толщиной 10 мкм, прилегающем к блоки рующему переходу.

Из трех перечисленных вариантов наименьшими суммарными потерями обладает структура с постоянным градиентом времени жизни в базе (№2);

энергии статических и динамических потерь в этом случае получаются приблизительно равными. Выводы качественно подтвер ждаются экспериментальными данными работы [128].

Таблица 5 — Характеристики диодов в зависимости от вида распределения времен жизни в базе распределение UON, В Wst, мДж WOFF, мДж W, мДж № h, мкс 1 6,0 однородное 1,50 18,75 39,77 58, 2 6,0/1,0 линейное 2,09 26,13 25,82 50, 3 6,0/0,015 локальное 3,04 38,00 14,78 52, Рис. 53 — Неоднородные распределения времени жизни по глубине базы (2, 3) и соответст вующие им стационарные профили концентраций инжектированной плазмы (2, 3). Кривая отвечает однородному по глубине распределению h = 6 мкс Рис. 54 — Процесс выключения для диодов с различными видами распределений времен жизни в базе (пояснения в тексте и таблице 5) 4.2.5 Основные результаты В данном параграфе исследованы изотермические статические и динамические харак теристики быстродействующего диода, предназначенного для работы совместно с мощным прибором ключевого типа (интегральным тиристором или биполярным транзистором с изо лированным затвором) в инверторе напряжения. На основе заданных значений рабочего тока и напряжения, с учетом оценочного значения паразитной индуктивности в реальной цепи мкГн проведено моделирование переходных процессов в наиболее критичной для диода фазе работы схемы. В результате получены количественные данные, характеризующие зависимо сти характеристик диода (прямого падения напряжения, статических тепловых потерь, вре мени обратного восстановления, переходных потерь в процессе выключения) от технологи ческих параметров его структуры (легирования p'-эмиттера и времени жизни в базе при вы соком уровне инжекции).

Показано, что диод с высоким легированием анодного и катодного эмиттеров не мо жет использоваться в схеме преобразователя напряжения с широтно-импульсной модуляци ей из-за большого времени восстановления (при больших временах жизни) и резкого обрыва тока (при малых временах жизни). Обоснована необходимость уменьшения концентрации инжектированной плазмы у анода, например, путем снижения инжектирующей способности анодного эмиттера (уровень легирования p'-слоя у поверхности структуры должен состав лять 5·1015–1·1016 см-3). Для обеспечения «мягкости» процесса восстановления, наибольшего быстродействия и при этом минимальной суммарной величины потерь время жизни при вы соком уровне инжекции в базе может выбираться в диапазоне 6–9 мкс. Максимально допус тимое рабочее напряжение схемы с таким диодом ограничивается эффектом пробоя в усло виях обратного восстановления. При напряжении источника 1,2 кВ максимальное поле в плоскости p–n-перехода составляет 1,9·105 В/см, т. е. достаточно для начала ДЛП. При на личии каких-либо технологических неоднородностей приборной структуры уже начальная стадия пробоя может сопровождаться локализацией тока и приводить к выходу прибора из строя. Показано также, что альтернативой снижению эффективности инжекции эмиттера при обеспечении удовлетворительного соотношения статических, динамических потерь и харак теристик восстановления является создание переменного по глубине времени жизни носите лей, которое может быть реализовано существующей технологией [117,118].

Полученные в настоящем параграфе результаты позволяют обоснованно выбрать па раметры встречно-параллельного диода для последующего полномасштабного моделирова ния его совместной работы с биполярным переключателем в схеме инвертора с индуктивной нагрузкой.

4.3 Механизмы неоднородного запирания тока и предельные ограничения по электрической перегрузке в зависимости от режима управления затвором 4.3.1 Геометрии приборных структур и предварительный анализ Выводы теоретической части диссертации указывают на критическую роль разброса параметров приборных структур БПМЗ большой площади и неэквивалентного топологиче ского размещения в интегральном чипе даже совершенно идентичных управляемых ячеек в возникновении и развитии аварийной ДЛ тока. Задачами настоящего параграфа являются де тальное исследование механизмов запирания при неидеальных связях ячеек биполярного пе реключателя в каждом из трех основных режимов работы затвора и выполнение сравнитель ного анализа предельных ограничений, вызываемых эффектами локализации тока.

Объектом исследования, представляющим класс БПМЗ, в данном параграфе выбран гибридный силовой модуль, в состав которого входят высоковольтные микротиристорные чипы (рис. 29), встречно-параллельные диоды и МДП-транзисторы, коммутирующие токи катода и затвора для управления инжекцией и экстракцией во всех ячейках интегральных ти ристоров. Неидеальная структура тиристорного чипа, как и ранее, представляется (рис. 31) в виде совокупности двух или более подсистем ячеек, но при этом сами полупроводниковые ячейки моделируются как двумерные с реальными технологическими распределениями кон центраций примесей в них. Например, поперечное сечение прикатодной части единичной управляемой ячейки прибора, исследованного в предыдущей главе с помощью теоретиче ской модели (параграфы 3.5, 3.6), изображено на рис. 55. Имитационное моделирование пе реходных процессов в этом варианте структуры осуществлялось в ходе совместной работы авторского коллектива [122] в программном пакете Sentaurus Device. При том же наборе па раметров имеется возможность выборочной проверки выводов теории. Другой вариант структуры, рассчитанный на то же блокируемое напряжение (4,5–5 кВ) и отличающийся меньшей толщиной базы (w0 = 450 мкм) и наличием буферного n-слоя со стороны анода, представлен на рис. 56. Его моделирование осуществлялось [123] с помощью двумерного изотермического диффузионно-дрейфового симулятора полупроводниковых структур PI SCES-IIB1. При большой полной толщине структуры по сравнению с шагом в поперечном направлении x уменьшение ширины единичной ячейки S' позволяет моделировать конструк ции с достаточно большими отношениями площадей подсистем (N ~ 100). Для этого вариан программный код PISCES-IIB свободно распространяется и доступен по адресу [129], описания физических моделей и вычислительных алгоритмов приведены в [130] та структуры масштабирование анодных токов, найденных в численных расчетах, соответст вует полной рабочей площади прибора в 1 см2.

Неидеальные связи ячеек по-прежнему характеризуются эффективными сопротивле ниями распределенных электродов Rg1, Rc1. Уместно отметить, что сопротивление участка алюминиевого проводника толщиной 10 мкм, шириной 100 мкм и длиной 1000 мкм (~ 10 % от размера чипа) составляет 26,5 мОм при Al = 2,65·10-6 Ом·см. Проводящие базовые шины, полученные термическим напылением алюминия, обычно имеют более высокое удельное сопротивление. Роли этого сопротивления и масштабного фактора N в реализации физиче ских условий в полупроводниковых структурах ячеек неидеального чипа исследовались в диапазонах величин 1 Rg1 25 мОм·см2 и 10 N 103. Температура полупроводникового кристалла всюду полагалась равной 300 К.

а) б) Рис. 55 — Поперечное сечение участка структуры единичной ячейки тиристорного чипа:

а) полная концентрация легирующих примесей (Nd–Na), б) сетка МКЭ, сгенерированная авто матически с учетом градиентов концентрации примесей Рис. 56 — Способ представления [123] тиристорного чипа, моделируемого двумя подсисте мами ячеек, геометрия участка структуры и распределение полной концентрации легирую щих примесей (Nd–Na). Электроды катодов С0 (расположенные на уровне y = 0) и затворов G (y = 1,5 мкм) ячеек, отнесенных к подсистеме S0, соединены параллельно. В приведенном ва рианте отношение площадей подсистем N = На первом этапе исследуем процессы запирания НМТ, ячейки которого идентичны по своим параметрам. Обсудим сначала на качественном уровне влияние неодинаковых смеще ний эмиттерных элементов ячеек, возникающих из-за различия последовательных сопротив лений в цепях затворов, на динамику инжекции и экстракции носителей в процессе запира ния в каждом из трех режимов.

При шунтировании эмиттеров по внешней цепи в ячейках подсистемы S' смещения эмиттеров могут остаться прямыми, превышающими напряжение отсечки инжекции, в то время как в остальных ячейках инжекция уже полностью прервана. Как следствие, происхо дит перераспределение тока по структуре и его локализация в подсистеме ячеек с более вы сокими последовательными сопротивлениями шунтирующей цепи. Этот режим допускает наиболее детальное исследование в рамках аналитической модели.

Если используется внешний источник запирающего напряжения, то прикладываемое к эмиттерному переходу обратное смещение не должно достигать напряжения его лавинного пробоя (для сильнолегированных n+–p-переходов – порядка 10–20 В). Соответственно, для подсистемы S' смещение эмиттеров из-за протекания тока по выключающей цепи может ос таться обратным, но меньшим по абсолютной величине. Полное прерывание инжекции во всем чипе осуществится, если это смещение ни для одной ячейки не окажется прямым и сравнимым с напряжением отсечки инжекции.

В каскодном режиме катодные цепи всех ячеек разорваны, и инжекция из эмиттеров обычно считается невозможной [30]. Однако данный вывод справедлив только при условии однородного по рабочей площади распределения тока. Наличие некоторого числа ячеек с по вышенными сопротивлениями шунтирующей цепи (по сравнению с остальными ячейками, отнесенными к подсистеме S0) нарушает однородность распределения тока и ведет к увели чению прямого смещения эмиттеров в данных ячейках. Взаимодействие подсистем S0 и S' оказывается зависящим от пространственного масштаба, определяемого отношением их площадей N, и требует в этом случае количественного анализа, который производится ниже.

В обоих вариантах силовой цепи сначала моделировались этапы включения тиристора (осуществляемого путем подачи на затвор положительного трапецеидального импульса тока IG амплитудной плотностью 1 А/см2 и длительностью 1 мкс) и достижения заданного анод ного тока I A0. Затем производился расчет процесса выключения в следующих трех режимах:

1) в режиме шунтирования эмиттеров использовался только ключ TG, а вывод катода C со единялся непосредственно с землей;

2) в режиме запирания с помощью внешнего источника напряжения вывод затвора подклю чался через ключ TG к источнику отрицательного запирающего напряжения Vext, а вывод катода был заземлен;

3) в каскодном режиме открывался ключ TG и одновременно запирался ключ TE.

Вариант цепи с омической нагрузкой (рис. 57) мы рассмотрим в первую очередь.

При проведении расчетов для случая структуры на рис. 56 напряжение Ust устанавли валось равным 3 кВ, т. е. меньше напряжения прокола n0-базы. Сопротивление нагрузки вы брано равным 37,5 Ом, что обеспечивало ток через включенный тиристор I A0 = 80 А (плот ность тока 80 А/см2 лежит на верхней границе диапазона, характерного для высоковольтных БПМЗ тиристорного типа). При таком токе прямое падение напряжения анод-катод равно 2,74 В, что соответствует плотности рассеиваемой мощности 220 Вт/см2 во включенном состоянии (близко к пределу для кремниевых силовых приборов, работающих в частотных преобразовательных схемах). Временной интервал, задаваемый для моделирования полного запирания прибора, равен 20 мкс для всех режимов запирания. Интегральная величина пере ходных тепловых потерь составляла 318 мДж/см2. Максимальная напряженность электри ческого поля блокирующего p–n0-перехода в процессе выключения – 1,6·105 В/см. Приве денные данные свидетельствуют, что выбранные рабочие ток и напряжение соответствуют ОБР единичной тиристорной управляемой ячейки по условию ДЛП, а тепловые потери не превышают допустимых пределов.


Рис. 57 — Эквивалентная схема цепи с омической нагрузкой, использованная для моделиро вания различных режимов управления затвором (символом N обозначено умножение токов каждого электрода на заданный масштабный фактор N) 4.3.2 Режим выключения шунтированием эмиттеров Критический случай для интегрального тиристора реализуется при таком эффектив ном сопротивлении базовых шин Rg1, когда падение напряжения на нем сравнимо с прямым смещением эмиттерного перехода (0,7–0,8 В). В наших расчетах было использовано значе ние Rg1, соответствующее падению 0,7 В при выключении начального анодного тока плотно стью 80 А/см2. Это значение равно 9,091 9,1 мОм·см2, а соотношение площадей большой и малой подсистем – N = 10, в соответствии с обсуждавшимися в п. 3.3.1 порядками масштаб ного фактора для различных типов неоднородностей. Во включенном состоянии смещения n+-эмиттеров в обеих подсистемах одинаковы: VG0 = VG1 = VG 0 ) = 0,756 В, а различие в плот ( ностях анодного тока по подсистемам пренебрежимо мало.

С момента включения шунтирующей цепи в течение времени 150 нс ячейки малой подсистемы S' остаются незапертыми, в результате чего в ней происходит кратковременное увеличение плотности тока (с начальных 80 А/см2 до 280 А/см2) относительно включенного состояния. В то же время, в основной подсистеме обеспечивается шунтирование эмиттеров через внешнюю цепь с малым сопротивлением открытого ключа TG (здесь – 1 мОм). Запира ние подсистемы S0 сопровождается ростом напряжения на ООЗ коллекторного перехода, со ответственно, растет и общее для всех ячеек анодное напряжение. После 170 нс с момента начала запирания смещение эмиттера в S' падает ниже напряжения отсечки инжекции, плот ность тока также падает, и процесс запирания протекает синхронно с подсистемой S0. Крат ковременное возрастание плотности тока не приводит к существенному росту энергии пере ходных потерь в малой подсистеме (различие плотностей интегральных тепловых потерь менее 1 %). Временные диаграммы плотностей токов J0 и J1 в ячейках подсистем S0 и S' для рассмотренного случая показаны на рис. 58 (кривые 1 и 1' соответственно).

При токах I A0 80 А запирание подсистемы S' и, следовательно, достижение блоки ровки приложенного напряжения Ust, становится невозможным. Так, в случае I A0 = 85 А че рез 150 нс после замыкания ключа TG происходит (рис. 59) сосредоточение практически все го тока нагрузки на площади ~ 0,1 см2, т. е. его десятикратная локализация, в то время как в основной подсистеме чипа инжектированные избыточные носители рекомбинируют, обу словливая спад тока с характерным временем h = 15 мкс (рис. 59, на вставке). Анодное на пряжение после перераспределения тока в подсистему S' остается на уровне 200 В.

Рис. 58 — Плотности анодных токов в процессе выключения ( I A0 = 80 А, Ust = 3 кВ) подсис темах S0 и S': 1, 1 – при запирании шунтированием эмиттеров;

2, 2 – при использовании внешнего источника Vext = –11 В;

3, 3 – в каскодном режиме запирания Рис. 59 — Запирание в режиме шунтирования эмиттеров ( I A0 = 85 А, Ust = 3 кВ). Цифрами обозначены временные зависимости: 1 – I0;

2 – I1;

3 – I0 + I1;

4 – UA;

на вставке – те же вели чины в интервале времени 0–15 мкс Переход от безаварийного (рис. 58, кривые 1 и 1) к аварийному сценарию (рис. 59) характеризуется резкой границей по величине падения напряжения на эффективном сопро тивлении Rg1. Так, при выключении тока 80 А ( J A0 Rg1 = 0,73 В) запирание эмиттера в малой подсистеме происходит с задержкой по времени 170 нс. Но уже при начальном токе 85 А ( J A0 Rg1 = 0,77 В) управление этой подсистемой по затвору невозможно, что ведет к локали зации тока и, следовательно, к росту локального тепловыделения в 10 раз. При выключении меньших начальных токов ( I A0 80 А) наблюдается кратковременное повышение плотности тока в малой подсистеме, уменьшающееся по своей величине при снижении начального тока.

Таким образом, при падении напряжения на эффективном сопротивлении между двумя под системами ячеек, меньшем 0,7 В, обеспечивается успешное выключение тиристора путем шунтирования эмиттера без возникновения выраженной опасной локализации тока, т. е. в пределах ОБР. Соответствующая граница по плотности выключаемого тока Jmcc, имеющая здесь тот же смысл, что и в параграфе 3.6, для первого режима составляет 80 А/см2.

Снижение предельного выключаемого тока Imсс, очевидно, происходит и при увеличе нии сопротивления канала открытого МДП-транзистора в шунтирующей цепи, поскольку для подсистемы S' напряжения на сопротивлениях RDSon и Rg1 суммируются. В том случае, когда и в основной подсистеме потенциал затвора остается выше отсечки инжекции, режим с коэффициентом выключения 1 реализуется во всем ансамбле ячеек чипа, независимо от эффективного сопротивления цепи затвора для малой подсистемы. Для него характерна большая длительность выключения по сравнению с рассмотренным номинальным режимом.

Исходя из требуемого значения I mсс, путем проведения серии расчетов может быть по лучено ограничение на величину эффективного сопротивления Rg1 при выборе конструкции чипа, количества и размеров проводящих шин, а также сопротивления RDSon при разработке управляющего транзисторного ключа для цепи затвора.

Разбиение интегральной структуры НМТ на две подсистемы является лишь первым приближением в учете неэквивалентности различных ее участков по отношению к внешним управляющим элементам затвора. Широкое использование этого приближения в настоящей работе мотивируется, тем не менее, не только стремлением сократить число связей и общий объем вычислений при моделировании. Представление участка квазинепрерывной (в одном из поперечных направлений, x или z) структуры дискретным аналогом с множеством связан ных управляемых ячеек показывает, что при неоднородном запирании тока в этом ансамбле остается малая группа ячеек (в пределе – состоящая из единственной ячейки), перехваты вающая с течением времени полный ток всего чипа. Это иллюстрируется, например, модель ной системой на рис. 60, где наряду с основной подсистемой S0 большой площади (A0 = 0, см2) выделены четыре малых подсистемы S1–S4 (A1,2,3,4 = 0,01 см2) с паразитными сопротив лениями Rg1 между каждой из них и между S0 и S1. Если каждое из них равно 80 мОм (тогда удельное сопротивление, приведенное к площади A1,2,3,4, составляет 0,8 мОм·см2), то при одинаковых плотностях токов во всех подсистемах смещение затвора в крайней подсистеме с учетом суммирования напряжений по всей цепочке составляет 0,64 В в условиях предыду щих расчетов ( I A0 = 80 А, Ust = 3 кВ). Выключение в этом случае завершается установлением блокирующего состояния во всех подсистемах, хотя в начальный период (продолжающийся 35 нс, см. рис. 61) наблюдается неоднородность распределения плотности тока, тем большая, чем дальше подсистема расположена от внешнего вывода затвора. В периферийной подсис теме S4 происходит локализация тока, максимум которой (в 2,5 раза больший начального значения) достигается, когда в остальной части структуры распределение тока по площади уже близко к однородному. При сопротивлениях 90 мОм получается качественно иной ре зультат (рис. 62) – крайняя подсистема не запирается, принимая на себя ток всех остальных, и через 50 нс от включения шунтирующей цепи затвора полный ток НМТ прекращает сни жаться. В подсистемах S2 и S3 изменение анодных токов происходит немонотонно, с после довательным возрастанием их в интервале 0 t 50 нс. Видно, что смещения затворов ячеек относительно катода в этих подсистемах, как и в S0, S1, не превышают уровня отсечки ин жекции (более точно, эмиттеры ячеек в S2 и S3 кратковременно оказываются в состояниях, близких к отсечке, и вследствие резкой экспоненциальной зависимости тока от смещения появляются отличные от нуля вклады инжекционных компонент в этих ячейках). Мы можем утверждать, таким образом, что динамика неоднородного запирания на рис. 60 соответствует ранее рассмотренному случаю на рис. 58 (кривые 1, 1), а картина с аварийной локализацией тока на рис. 61 является более детализированным выражением процесса, представленного на рис. 59. Запирание реальной структуры с большим числом неэквивалентных друг другу групп ячеек сопровождается перераспределением тока между конкурирующими группами и может завершаться либо полным установлением блокирующего состояния (выключение в пределах ОБР), либо возникновением очагов локализации тока. Их дальнейшая эволюция, вообще говоря, не всегда приводит к единственной локализованной области теплового раз рушения структуры [116]. Однако для современных приборов класса БПМЗ, на рассматри ваемых нами пространственно-временных масштабах, именно такой тип разрушений при выходе за границы ОБР является доминирующим [115] и наиболее часто встречается в экс перименте. В связи с этим мы и рассматриваем систему на рис. 31 как приближение реальной многомасштабной структуры БПМЗ, позволяющее адекватно предсказывать тенденции ее поведения и устанавливать интересующие нас количественные ограничения по коммутируе мому току.


Рис. 60 — Способ представления НМТ в виде нескольких подсистем управляемых ячеек и эквивалентная схема для моделирования процессов запирания в двух режимах – шунтирова ния эмиттеров и каскодного прерывания тока Рис. 61 — Плотности анодных (сплошные линии) и катодных (штриховые линии) токов в процессе выключения модельной системы, изображенной на рис. 60 в режиме шунтирования эмиттеров (начальный ток 80 А, сопротивления между подсистемами 80 мОм) Рис. 62 — Анодные токи (сплошные линии) и смещения затворов (штриховые линии), а так же анодное напряжение и полный ток в процессе выключения модельной системы, изобра женной на рис. 59 в режиме шунтирования эмиттеров (начальный ток 80 А, сопротивления между подсистемами 90 мОм) Чтобы осуществить проверку результатов выполненных ранее вычислений по модели параграфа 3.4, было проведено имитационное моделирование для интегрального тиристора, элементарная ячейка которого показана на рис. 55, а. В этом случае управляющий транзи стор TG имел сопротивление открытого канала 5 мОм, эффективное сопротивление металли зации затвора составляло 5 мОм·см2, а полная рабочая площадь тиристорного чипа полага лась равной реальному значению для экспериментального образца A = 0,45 см2. Получен ные переходные характеристики для номинальных условий ( J A0 = 50 А/см2, Ust = 2,5 кВ) в цепи с омической нагрузкой, при которых проводились вычисления в п. 3.6.1, показаны на рис. 34 штриховыми линиями (TCAD). Достигнутое количественное согласие результатов теории и полномасштабного моделирования подтверждается соответствием приведенных на рис. 63 распределений концентрации плазмы в процессе восстановления по данным модели рования и соответствующих распределений на рис. 35 по данным теоретического расчета.

Наблюдаемые отклонения от линейных зависимостей напряженности поля E(y) подтвержда ют обоснованность учета нелинейных зависимостей скоростей дрейфа от поля в п. 2.2.2.2.

Рис. 63 — Динамика профиля электронно-дырочной плазмы и электрического поля в про цессе запирания тока 50 А/см2 при Ust = 2,5 кВ (по данным двумерного численного моделирования) Показанные на рис. 63 распределения относятся к вертикальным сечениям ячейки в подсистеме S0 при x = 0 (см. рис. 55, а), причем координата y для удобства сравнения с пред шествующими результатами специально положена равной 0 на катодной границе базы. Ана логичные построения для подсистемы S' показывают, что при номинальных параметрах пе реходный процесс в ней протекает синхронно с основной подсистемой. Численный экспери мент по определению максимального коммутируемого тока проводился аналогично тому, как описано в начале данного пункта;

в результате была найдена величина I mcc/A = 81 А/см (на 13 % ниже теоретического значения 93 А/см2). Переходный процесс при I A0 I mcc сопро вождается необратимой локализацией тока в ячейках подсистемы S' и качественно подобен изображенному на рис. 59, поэтому мы не приводим здесь переходных характеристик. Боль шего внимания заслуживают распределения концентраций плазмы (рис. 64) непосредственно после начала запирания, показывающие, что инжекция электронов n+-эмиттером в подсисте ме S фактически не прерывается в момент включения шунта и продолжается в последующем (сохраняя квазинейтральность в базе), в то время как в подсистеме S0, контролируемой по затвору, только зарождается домен поля F. Процесс характеризуется быстрой локализацией тока (за время не более 200 нс).

Рис. 64 — Динамика профиля электронно-дырочной плазмы в двух подсистемах НМТ в про цессе запирания тока 88 А/см2 при Ust = 3,25 кВ (по данным двумерного численного модели рования). Распределения для подсистемы S построены с тем же шагом по времени, что и для подсистемы S Обнаруженный в главе 3 механизм локализации тока в НМТ, ячейки которого имеют разброс по временам жизни, подтверждается данными имитационного моделирования при двух рассмотренных относительных уровнях разброса (h/h0 = 10, 20 %). Для первого слу чая, h/h0 = 10 %, предельная средняя плотность выключаемого тока НМТ равна 74 А/см2, для вдвое большего разброса времен жизни – 65 А/см2. При превышении этих величин на блюдалось выключение только основной подсистемы при невозможности запирания малой, плотность тока в которой была изначально выше из-за большего времени жизни. Эволюция распределений дырок и электронов в таких случаях аналогична показанной на рис. 64 с от личием только в неодинаковых начальных профилях p0,1 y.

Далее рассмотрим процесс запирания шунтированием эмиттеров при работе НМТ в схеме инвертора с J A0 = 50 А/см2 и постоянным напряжением Ust = 2,5 кВ. Запирающий сиг нал подавался после достижения заданного тока нагрузки, нараставшего линейно до значе ния 22,5 А за время 300 мкс при индуктивности нагрузки Lload = 33,3 мГн. Штриховыми ли ниями на рис. 42 показаны рассчитанные в режиме моделирования “Mixed-Mode” [81] про граммного пакета Sentaurus Device переходные характеристики для этого процесса. Диод свободного хода DF, моделируемый совместно с НМТ как одномерная приборная структура, имел толщину базового n-слоя 500 мкм, концентрацию примеси в нем 1,72·1013 см-3 (в точно сти совпадающие с параметрами базы тиристорной ячейки), а время жизни в базе и легиро вание эмиттерного p-слоя задавались с учетом рекомендаций параграфа 4.2 (h0 = 6 мкс, по верхностная концентрация p = 8·1016 см-3). Конечное активное сопротивление нагрузки по лагалось равным 0,5 Ом (на исследуемых характеристиках переключения оно не отражается).

Паразитная индуктивность цепи при этом считалась равной нулю, однако на кривой напря жения UA присутствует характерный «индуктивный» всплеск, амплитуда которого UA такая же, как на теоретической кривой выключения для схемы с паразитной индуктивностью Ls = = 2,5 мкГн и идеальным диодом. Совпадение означает, что такой индуктивностью характе ризуется диодная структура при подаче на нее прямого смещения. Известная оценка [131] для этой индуктивности LD w0 12 vnv p (4.2) может дать значение порядка 1 мкГн, если учесть большую толщину модулируемой по про водимости базы и сниженные по сравнению с насыщенными значениями скорости дрейфа носителей vn,p при прямых смещениях ~ 100 В.

Проанализируем путем численного эксперимента также ограничения по предельному коммутируемому току в приборе с одновременным присутствием конструктивной и техноло гической неоднородностей, работающем в эквивалентной схеме инвертора напряжения. При допущении одинаковых масштабных факторов (N = 10) и расположении группы ячеек с по вышенным h на максимальном удалении от затвора мы приходим к постановке задачи п.

3.6.2. Данные моделирования на рис. 44 (кривые TCAD, рассчитанные для относительного разброса h = 10 %) выражают перераспределение тока в «возмущенную» подсистему и свя занное с этим локальное повышение плотности тепловых потерь в ней. Относительное раз личие WOFF совпадает с результатом модели (12 %). Однако теория приводит к завышенным на 25 % абсолютным величинам WOFF в подсистемах, главным образом, из-за неучета реком бинации на первой стадии оттеснения плазмы (длительностью 6–8 мкс при времени жизниh = 15 мкс). Рис. 44 отображает критический случай: по результатам полномасштабных расче тов средняя плотность тока I A0 A 40 А/см2 лежит уже выше границы ОБР (по данным теоретической модели, эта граница соответствует 75,5 А/см2). В закритической области безопасное выключение невозможно по причине задержанной необратимой локализации то ка в «возмущенной» подсистеме с потерей управляемости по затвору, происходящей не не посредственно после включения шунтирующей цепи, а через 1,0–1,5 мкс с этого момента, когда ячейки подсистемы оказываются в условиях начала ДЛП. Такой же эффект имеет ме сто и при сниженном до 1,25 кВ рабочем напряжении;

тогда при неоднородности h/h0 = = 10 % предельная плотность выключаемого тока, усредненная по площади A, составляет Jmcc = 71 А/см2. Временные диаграммы для критического случая (70,5 А/см2) приведены на рис. 65, а концентрационно-полевая динамика (в сечении вдоль оси y при x = 0) в обеих под системах отображена на рис. 66. Неравенство плотностей токов в подсистемах при t = 0 по результатам расчета составляет 9,6 % ( J 00 69,7 А/см2, J10 76,4 А/см2), а всплески токов непосредственно после момента t = 0 обусловлены процессами экстракции избыточных но сителей из p-базовых областей (где времена их жизни, а следовательно, и концентрации так же различаются по подсистемам). Наблюдаемые в последующий интервал времени (0,1 t 0,6 мкс) высокочастотные осцилляции плотностей токов на рис. 65, как и ранее на рис. 44, являются хорошо изученным эффектом [7];

на интересующие нас положения границ ОБР они влияния не оказывают.

Рис. 65 — Плотности анодных токов (1, 2), напряжения на затворах (3, 4) двух подсистем ячеек и анодное напряжение (5) при запирании вблизи границы ОБР (70,5 А/см2, 1,25 кВ) Из построений видно, что в момент t = 0,65 мкс плотность анодного тока в подсистеме S достигает максимума;

в этот же момент максимума достигает и электронная компонента Jn (кривые 2 на рис. 66). Важным обстоятельством является неравенство этой компоненты нулю на катодной границе n0-базы – это свидетельствует о наличии инжекционной составляющей в электронном токе (2.31). В момент максимума (650 нс) ее значение равно J n J nC y yC А/см2. Двумерные распределения этой компоненты в ячейках обеих подсистем для данного момента времени показаны на рис. 67 а, б.

Рис. 66 — Динамика профиля электронно-дырочной плазмы и электрического поля в процес се запирания тока вблизи границы ОБР (70,5 А/см2, 1,25 кВ) по данным двумерного числен ного моделирования;

зелеными штриховыми линиями обозначены распределения электрон ных компонент плотности тока в подсистеме S;

нумерация кривых соответствует моментам времени t = 0 (0), 0,5 мкс (1), 0,65 мкс (2), 0,7 мкс (3), 0,8 мкс (4) и 1,0 мкс (5) При известном локальном смещении эмиттера (в сечении x = 0, которое использова лось при построении зависимостей на рис. 66), принципиально может быть найдена и сопос тавлена с теоретическим значением (2.21) плотность тока насыщения Jsp этого эмиттера. Од нако, поскольку в окрестности эмиттера транспортные процессы существенно неодномерны (см. рис. 67), нет смысла требовать от такой оценки лучшей точности, чем 1 порядок величи ны (10-12 А/см2). Тем не менее, несмотря на подобные неизбежные количественные расхож дения, сам механизм локализации тока и роли в нем эффектов регенеративного включения эмиттера и лавинного умножения адекватно объясняются на основе аналитической модели.

В этом отношении трактовка ее результатов на рис. 44, 45 в главе 3 теперь подтверждена численным моделированием с имитационной полнотой описания.

Если начальный ток удовлетворяет условию I A0 A J mcc, то в некоторый момент времени (t = 700 нс для случая I A0 A 72 А/см2, рис. 68) малая подсистема S перехватыва ет ток оставшейся части структуры, что ведет к быстрому росту локальной плотности тока (на рис. 68 а, б максимальное отношение плотностей тока ~ N = 10). Траектория процесса выключения в этом случае выходит за границы ОБР, и здесь начинают проявляться сценарии с участием также тепловых эффектов, которые в настоящей работе не рассматриваются.

а б Рис. 67 — Двумерные распределения плотностей электронной компоненты тока в сечениях прикатодных областей ячеек подсистем S0 (а) и S (б) в момент t = 650 нс а б Рис. 68 — Двумерные распределения плотностей полного тока в сечениях прикатодных об ластей ячеек подсистем S0 (а) и S (б) при выключении тока I A0 / A J mcc в момент t = 700 нс 4.3.3 Режим выключения с внешним источником запирающего напряжения Приложение к катодному эмиттерному переходу обратного смещения осуществляется путем коммутации затворов всех тиристорных ячеек на источник отрицательного напряже ния Vext (рис. 4, б), например, на батарею заряженных конденсаторов. Условие запирания с коэффициентом = 1 реализуется, если ток в цепи затвора будет нарастать достаточно быст ро, так чтобы он становился равным току анода еще до начала восстановления блокирующе го p–n0-перехода. Для выполнения данного требования критически важными являются высо кое быстродействие МДП-ключа TG и малые паразитные индуктивности в цепях от затворов ячеек к источнику запирающего напряжения.

Влияние последовательных сопротивлений в базовых цепях отразится на характери стиках выключения, только когда в подсистеме S' не будет достигнуто условие отсечки ин жекции. По сравнению с режимом шунтирования эмиттеров, в данном случае разность по тенциалов между внешними выводами затвора и катода является отрицательной и может со ставлять несколько В. Для конкретных геометрий и параметров структур тиристорных ячеек методом двумерного решения стационарной задачи (о распределении поля и концентраций носителей обоих типов) были найдены предельные обратные смещения n+–p-переходов по условию лавинного пробоя. Они равны 11 В и 20 В соответственно для ячеек на рис. 54 и 55.

При приложении к затворам обратных напряжений в несколько вольт условие отсечки инжекции будет выполняться в обеих подсистемах ячеек S0 и S' и при значительно больших, по сравнению с режимом шунтирования, падениях напряжения на сопротивлении Rg1. При веденные рассуждения показывают наличие большего запаса по величине выключаемого то ка при использовании внешнего источника запирающего напряжения. Количественные срав нения соответствующих величин для всех режимов выключения будут даны ниже. Что же касается характеристик выключения при изначально заданных в п. 4.3.2 условиях (ток на грузки 80 А и напряжение источника питания 3 кВ), то переходный процесс не сопровожда ется выраженной локализацией тока (см. кривые 2, 2' на рис. 58). При численном моделиро вании данного режима запирающее напряжение устанавливалось равным предельной вели чине –11 В, а эффективное сопротивление Rg1 также полагалось равным 9,1 мОм·см2.

4.3.4 Каскодный режим выключения Для исследования влияния неидеальных связей ячеек на характеристики выключения интегрального тиристора (рис. 56) в каскодном режиме был предварительно рассмотрен слу чай нулевого эффективного сопротивления, Rg1 =0. При этом сопротивление внешней цепи затвора, от вывода G до земли, является конечным и определяется заданной величиной RDSon.

Во включенном состоянии в катодных n+-слоях всех ячеек накапливается инжектированный заряд дырок, а прямое смещение эмиттеров одинаково и равно VG 0 ). Непосредственно после ( замыкания ключа TG и размыкания TE инжекционные токи полностью прерываются, и като ды ячеек оказываются под одним и тем же отрицательным «плавающим» потенциалом –0,736 В относительно затвора S0. Смещение эмиттеров в ячейках подсистем S0 и S' остается положительным, но меньшим первоначального значения VG 0 ) на величину ~ kT/q. Обратное ( восстановление протекает синхронно в обеих подсистемах. Рекомбинация в сильнолегиро ванных эмиттерных слоях с малыми временами жизни, а также токи утечки приводят к раз ряду емкостей, связанных с эмиттерными переходами, и уменьшению их прямого смещения.

Выполненное численное моделирование для случая неидеальной структуры с конеч ным сопротивлением Rg1 обнаруживает существенные различия в динамике процесса запи рания в каскодном режиме по сравнению с режимом шунтирования эмиттеров. Смещение эмиттера в ячейке подсистемы S' создается (рис. 57) не только потенциалом общего вывода катода относительно затвора S0 (непосредственно после начала запирания равным –0,736 В), но и падением напряжения на сопротивлении Rg1. Достаточно небольшого падения 20 мВ на этом последовательном сопротивлении, чтобы обеспечить в подсистеме S' близкое к вели чине VG 0 ) смещение эмиттера. В этом случае эмиттер останется в инжектирующем состоя ( нии. Поскольку общая катодная цепь разорвана ключом TE, полный катодный ток равен ну лю, и инжекционный ток ячейки из малой подсистемы может поддерживаться за счет разря да емкости эмиттерного перехода ячейки большой подсистемы, а также за счет тепловой ге нерации в ее n+-слое. В нашем рассмотрении площади подсистем (как и количества ячеек в них) различаются в N раз, что, в свою очередь, определяет плотность электронного инжекци онного тока, проходящего через катод в S'. При N = 10 подсистема S0 способна обеспечить лишь кратковременное (в течение 15 нс) продолжение инжекции в малой подсистеме, в ре зультате чего плотность тока J1 возрастает с начальной величины 80 А/см2 до 225 А/см (кривая 3' на рис. 58), а потенциал катода становится положительным, достигая 0,730 В. По сле 15 нс с начала запирания переходный процесс протекает при запертых эмиттерах и рав ных плотностях токов J0 и J1. Рассчитанные интегральные величины тепловых потерь за опе рацию выключения равны 320,9 и 321,2 мДж/см2 для основной и малой подсистем соответ ственно (плотность потерь в S' выше лишь на 0,1 %). Таким образом, рассматриваемая кон струкция неидеального тиристорного чипа, моделируемого двумя подсистемами ячеек с масштабным фактором N = 10, эффективным сопротивлением затвора 9,1 мОм·см2 и сопро тивлением управляющих ключей 1 мОм, позволяет успешно коммутировать заданный на чальный ток 80 А в каскодном режиме.

С целью определения влияния масштабного фактора N на степень локализации тока и тепловых потерь были дополнительно исследованы случаи N = 102 и N = 103. Ток включен ного состояния фиксировался (80 А), а эффективные сопротивления варьировались при каж дом значении N. При этом диапазон изменения Rg1 выбирался таким, чтобы падение напря жения на сопротивлении лежало в интервале 0–2 В при заданном начальном токе. При N = локализация тепловых потерь в подсистеме S' остается пренебрежимо малой (менее 1 %) во всем этом диапазоне. Рассчитанные плотности интегральных потерь за операцию выключе ния для случаев N = 102 и N = 103 приведены на рис. 69, а и 69, б соответственно.

Рис. 69 — Степень локализации тока (слева) и плотность тепловых переходных потерь (справа) в основной и малой подсистемах в каскодном режиме запирания тока 80 А. Отно шение площадей подсистем N = 102 (а) и N = 103 (б) С ростом N влияние неидеальных связей ячеек становится все более выраженным.

Так, в случае N = 103 и Rg1 = 4 мОм·см2 (при таком N через эффективное сопротивление не посредственно после начала запирания протекает ток 0,08 А, создавая падение напряжения 0,32 В) диаграммы плотностей анодных токов J0 и J1 качественно подобны приведенным на рис. 58 (кривые 3 и 3'), но максимальная плотность тока в S' превышает таковую в S0 в раз. Распределения концентраций дырок по глубине n0-базы показывают, что в базе ячейки основной подсистемы (рис.70, а) оттеснение остаточной плазмы сопровождается монотон ным смещением границы между областью плазмы и областью пространственного заряда, то гда как в базе S' (рис. 70, б) начинает формироваться новый профиль концентрации вновь инжектированных дырок из-за продолжающейся инжекции электронов со стороны катода (см., например, кривую для t = 60 нс). После прерывания инжекции и в подсистеме S' оттес нение плазмы протекает монотонно в обеих подсистемах. Удельная величина интегральных потерь равна WOFF1 = 432 мДж/см2 в S', тогда как в основной части структуры, S0, WOFF0 = мДж/см2. Рост локального тепловыделения на фоне среднего по площади уровня приводит к повышению температуры данного участка кристалла и возрастанию термогенерационных утечек на каждой фазе блокировки напряжения при частотной работе в схеме преобразовате ля напряжения. Для предотвращения подобного эффекта необходимо ограничивать ток включенного состояния, чтобы снизить падение напряжения на последовательном сопротив лении Rg1.



Pages:     | 1 |   ...   | 2 | 3 || 5 |
 





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.