авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:     | 1 |   ...   | 2 | 3 ||

«Министерство образования и науки Российской Федерации САНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ПОЛИТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ Приоритетный ...»

-- [ Страница 4 ] --

Re{klm } =1 2 wk ) (, (4.22) Im {klm } = где, по-прежнему, k — порядковый номер поднесущей. а значения wk берутся с выхода генератора ПСП (6.8).

Во всех последующих l-х OFDM-символах (l = 1, …, 67) m-го (m = 0, …, 3) OFDM-кадра значения модуляционных символов TPS сигналов зависят от значения бита sl TPS-блока (формируя относи тельную фазовую манипуляцию):

если sl = 0, то Re{k,l,m } = Re{k,l 1,m } ;

(4.23) Im {klm } = если sl = 1, то Re{k,l,m } = {k,l 1,m } Re. (4.24) Im {klm } = В заключение данного раздела рассмотрим, каким образом коди рованные 204-байтовые пакеты (т. е. пакеты, образующиеся на выхо де кодера Рида — Соломона) располагаются в OFDM-суперкадре.

Как показывает анализ, структура OFDM-суперкадра позволяет передавать в нем целое число 204-байтовых пакетов, т. е. отсутствует необходимость в каком-либо стаффинге.

Первым передаваемым байтом данных в OFDM-суперкадре все гда является синхробайт, в прямом или инверсном виде. Далее, в табл. 4.11 представлены числа, показывающие количество 204 байтовых пакетов, содержащихся в одном OFDM-суперкадре при раз личных режимах, схем кодирования и модуляции.

Таблица 4. Число 204-байтовых пакетов в одном OFDM-суперкадре Кодовая 1/2 2/3 3/4 5/6 7/ скорость КФМ Режим 2К 252 336 378 420 Режим 8К 1008 1344 1512 1680 КАМ- Режим 2К 504 672 756 840 Режим 8К 2016 2688 3024 3360 КАМ- Режим 2К 756 1008 1134 1260 Режим 8К 3024 4032 4536 5040 Представленные в табл. 4.11 данные позволяют оценить полез ную скорость передачи данные для различных конфигураций систе мы. К примеру, в режиме 8К при относительной длительности защит ного интервала 1/8, когда используется КАМ-64 с кодовой скоростью сверточного кода 1/2 количество полезных бит, содержащихся в су перкадре, есть N sf= 204 8 3024 = 4 548 096, длительность OFDM-суперкадра равна мкс 274176 мкс Tsf =4 68 1008 =, и, таким образом полезная скорость Vsf передачи данных в одном су перкадре составляет = 4= 16,5882 Мбит/с.

548 096 / 274 176 мкс бит Vsf В табл. 4.12 приведены значения Vsf (с точностью до двух знача щих цифр) для неиерархических режимов.

Таблица 4. Полезная скорость передачи данных (в Мбит/с) для неиерархических режимов 2К и 8К Вид моду- Кодовая Защитный интервал ляции скорость 1/4 1/8 1/16 1/ 1/2 4,98 5,53 5,85 6, 2/3 6,64 7,37 7,81 8, КФМ 3/4 7,46 8,29 8,78 9, 5/6 8,29 9,22 9,76 10, 7/8 8,71 9,68 10,25 10, 1/2 9,95 11,06 11,71 12, 2/3 13,27 14,75 15,61 16, КАМ-16 3/4 14,93 16,59 17,56 18, 5/6 16,59 18,43 19,52 20, 7/8 17,42 19,35 20,49 21, 1/2 14,93 16,59 17,56 18, 2/3 19,91 22,12 23,42 24, КАМ-64 3/4 22,39 24,88 26,35 27, 5/6 24,88 27,65 29,27 30, 7/8 26,13 29,03 30,74 31, Оценка скорости передачи данных для иерархического режима также может быть получена из табл. 4.12: для высокоприоритетного потока искомые значения находятся в строках, относящихся к КФМ;

для низкоприоритетного потока при КАМ-16 — в строках, относя щихся к КФМ;

для низкоприоритетного потока при КАМ-64 — в строках, относящихся к КАМ-16.

4.4. СПЕКТРАЛЬНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ OFDM-СИГНАЛОВ И СПЕКТРАЛЬНАЯ МАСКА ДЛЯ СИСТЕМЫ DVB-T В предыдущих разделах речь шла, главным образом, о времен ных характеристиках сигналов, формируемых для передачи веща тельных данных. Целью данного раздела является изучение спек тральных свойств сигналов, используемых в системе DVB-T, а также требований, налагаемых на внеполосные излучения в заданном теле визионном канале, когда организуются сети телевизионного вещания.

Понятие спектра сигнала, несмотря на многолетние дискуссии и обилие научной и учебной литературы на данную тему, до сих пор вызывает ряд сложностей, касающихся и методик измерения различ ных спектральных параметров, и интерпретации требований и реко мендаций, налагаемых на спектральные параметры отечественными и международными контролирующими организациями (Государствен ная комиссия по радиочастотам, Международный союз электросвязи и др.). Во многом это связано с тем, что в реальной аппаратуре изме ряются спектральные характеристики отдельных реализаций сигнала, в то время как в теоретических исследованиях, как правило, рассмат ривается энергетический спектр сигнала — характеристика, полу чаемая усреднением по всем реализациям. Разумеется, можно так по добрать и специальные тестовые сигналы, и параметры измеритель ного устройства (длительность реализации, время усреднения, форму и параметры окна усреднения и др.), чтобы спектральные характери стики, полученные по анализу отдельных реализаций, были бы близ ки к теоретическим. Однако в реальной работе ситуация далека от этого, и приходится предпринимать специальные меры, обеспечи вающие удовлетворение заданным спектральным показателям.

Совокупность заданных значений спектральных составляющих в контрольных точках образует так называемую спектральную маску, и одной из задач разработчиков передающей аппаратуры является га рантированный не выход спектральных составляющих вещательного сигнала за пределы спектральной маски.

Рассмотрим, прежде всего, теоретические характеристики много частотных сигналов.

Как известно [9], энергетический спектр G() сигнала определ я ется как предельное соотношение (по времени наблюдения) средней спектральной плотности мощности отдельных усеченных реализаций:

{ } = lim E S (), G () (4.25) где S() — преобразование Фурье усеченной, рассматриваемой на интервале времени [0;

] реализации s(t), а символ E обозначает опе рацию математического ожидания, т. е. усреднения по ансамблю реа лизаций.

Понятно, что величина G(), определяемая соотношением (4.25), является идеализированной, поскольку в реальных условиях невоз можно обеспечить полное усреднение по ансамблю реализаций. При ближением к G() служит характеристика G*(), получаемая посред ством замены усреднения по ансамблю усреднением во времени од ной (достаточно длительной) реализации. В пределе, при бесконечно большом времени усреднения G() и G*() совпадают 1.

Найдем вид энергетического спектра многочастотных сигналов.

При этом, для общности, будем предполагать произвольный (не обя Строго говоря, для того, чтобы G() и G*() совпадали при бесконечном времени усреднения, на сигнал требуется наложить условия стационарности и эргодичности [9]. Как правило, физические свойства используемых радиосигна лов позволяют считать, что требуемые условия выполняются.

зательно прямоугольный) вид огибающей A(t) элементарного сигнала.

В качестве усеченной реализации сигнала выберем N-элементную по следовательность OFDM-символов 1 на интервале наблюдения [0;

NTs]:

N N {exp j0 ( t nTs ) ) ( = ssym t = (n) s N (t ) nTs Re = 0= 0 n n K max ln exp j 2l ( t nTs ) / Tu A(t nTs ), 0 t NTs.

l = Поскольку длительность символа Ts фиксирована, обеспечить сколь угодно большое время наблюдения = NTs можно лишь при N (при этом последующий предельный переход будет осуществ ляться по дискретным значениям, что не принципиально).

Спектр (преобразование Фурье) усеченной реализации имеет следующий вид:

NTs s N (t ) exp ( jt ) dt S () S N () = = NTs N (n) n=0 ssym ( t nTs ) exp ( jt )= = S N + () + S N (), dt где 1 N 1 K max ln exp { j ( 0 ) nTs } exp { j 2l ( nTs + ) / Tu } = S N + () 2 n 0= = l NTs A ( t nTs ) exp [ j 2lt / Tu ] exp j ( 0 ) t dt, 1 N 1 K max 1 * ln exp { j ( + 0 ) nTs } exp { j 2l ( nTs + ) / Tu } = S N () 2 n 0= = l В данном случае кадровая структура OFDM-символов игнорируется, ибо она не влияет на спектральные характеристики.

NTs A ( t nTs ) exp [ j 2lt / Tu ] exp j ( + 0 ) t dt.

Здесь символ “*” означает знак комплексного сопряжения.

Обозначая через Ts A ( t ) exp ( jt ) dt = FA () преобразование Фурье заданной функции A(t), определяющей оги бающую элементарного сигнала, предыдущие соотношения можно записать как 1 N 1 K max ln exp { j ( 0 ) nTs } exp { j 2l ( nTs + ) / Tu } = S N + () 2 n 0= = l FA ( 0 2lt / Tu ) и 1 N 1 K max 1 * ln exp { j ( + 0 ) nTs } exp { j 2l ( nTs + ) / Tu } = S N () 2 n 0= = l FA ( + 0 + 2lt / Tu ).

Теперь, при вычислении квадрата модуля комплексной функции SN() учтем свойство относительной узкополосности сигнала sN(t), из которого следует, что спектральные компоненты SN+() и SN–() лока лизованы вблизи значений 0 и –0 соответственно (рис. 4.22). Это означает, что при вычислении квадрата модуля S N + () + S N () = = S N + () + S N + () S N () + S N + () S N () + S N () 2 * * перекрестными членами можно пренебречь, и S N + () + S N () S N + () + S N ().

2 2 |SN()| |SN–()| |SN+()| 0 – Рис. 4.22. К вычислению энергетического спектра Математическое ожидание вычисляется посредством усреднения по всем возможным значениям модуляционных символов. Используя линейность математического ожидания, имеем:

E S N ()= E S N + () + E S N ()= 2 2 1 N 1 N 1 K max 1 K max E ln *n exp { j ( 0 )( n n) Ts } = 4= 0= 0 = 0 = l nn l l FA ( 0 2lt / Tu ) FA ( 0 2l kt / Tu ) * exp { j 2 ( l l )( nTs + ) / Tu } + 1 N 1 N 1 K max 1 K max + E ln *n exp { j ( + 0 )( n n ) Ts } 4= 0= 0 = 0 = l nn l l FA ( + 0 + 2lt / Tu ) FA ( + 0 + 2l t / Tu ) * exp { j 2 ( l l )( nTs + ) / Tu }. (4.26) При вычислении математического ожидания от произведения модуляционных символов необходимо учесть, что если n = n и l = l, то позиции символов совпадают (фактически — это один и тот же символ на l-й поднесущей). В противном случае символы kn и * n k различны, и, в предположении, что их значения формируются незави симо (физически так оно и есть), математическое ожидание произве дения значений символов можно рассматривать как произведение ма тематических ожиданий соответствующих сомножителей:

E 2, n = l = n, l ln *n =.

E l E [], l l В силу симметричности используемых сигнальных созвездий нетруд но показать равенство нулю математического ожидания E[l] (графи чески это очевидно). Таким образом, из N 2 K max слагаемых, входящих в четверную сумму в (4.26), ненулевыми остаются только те N эле ментов, в которых n = n и l = l:

NE 2 K max FA ( 0 2lt / Tu ) + E S N () = 4 l = E 2 K max FA ( + 0 + 2lt / Tu ).

+ (4.27) 4 l = Теперь остается лишь совершить предельный переход, который в силу независимости от N оказывается тривиальным:

{ } E S N () = G+ () + G (), G (= lim (4.28) ) N NT s где E 2 K max FA ( 0 2lt / Tu ), =G+ () 4Ts l = E 2 K max FA ( + 0 + 2lt / Tu ).

=G () (4.29) 4Ts l = Итак, энергетический спектр многочастотного сигнала состоит из двух симметричных компонент, локализованных вблизи 0 и –0. От рицательные спектральные составляющие, конечно, не имеют физи ческого смысла, однако учет их (фактически — удвоение результата) необходим при вычислении энергетических характеристик сигналов, поскольку средняя мощность (дисперсия) сигнала Pср, согласно тео реме Винера — Хинчина, вычисляется как G ()d.

= (4.30) Pср (Из соотношения (4.30) и проявляется физический смысл G() как спектральной плотности средней мощности сигнала.) Математические ожидания E[2] для различных сигнальных со звездий могут быть сосчитаны, например, для созвездия КФМ E[2] = 1, однако это не имеет большого смысла, поскольку для прак тических целей спектральные компоненты измеряются и представля ются в нормированном виде.

Обратимся к виду энергетического спектра для сигналов системы DVB-T, когда используются OFDM-сигналы с прямоугольной формой огибающей A, t [0;

Tu ] A(t ) = 0.

0, t [0;

Tu ] В этом случае спектральная функция огибающей FA() равна sin ( fTs ) FA ( f ) = A0Ts, fTs и энергетический спектр представляет собой последовательность спектральных составляющих вида sin 2 ( f l / Tu ) Ts, l = 0,..., K max 1, Gl ( f ) = (4.31) ( f l / Tu ) Ts расположенных вблизи несущей 0 = 2f 0.

Для удобства обычно производят перенумерацию поднесущих:

l = l K max / 2, помещая f0 в центр спектра.

На рис. 4.23 показан вид энергетического спектра OFDM-сигнала в режимах 2К и 8К, т. е. при числе поднесущих 1 704 и 6 816 соответ ственно. Значения спектральных компонент представлены в нормиро ванном виде, в децибелах:

G( f ) GдБ ( f ) = 10lg.

Gmax ( f ) В основной полосе частот, когда |f — f0| 4 МГц, наблюдается некоторая неравномерность спектра, вызванная (ортогональным) на ложением слагаемых. Эта неравномерность, видимая на рис. 4.23 как темная полоса, составляет около 3 дБ.

Уровень внеполосных излучений, т. е. спектральных компонент, находящихся за пределами полосы |f — f0| 4 МГц, весьма высок и составляет всего лишь около –50 дБ при отстройках на величину, со измеримую с шириной основной полосы частот. Это обусловлено прямоугольным видом огибающей A(t), имеющей, как известно, наи худшие характеристики спектральной эффективности.

G(f), дБ Режим 2К Режим 8К f — f0, МГ Рис. 4.23. Энергетический спектр OFDM-сигнала В целях обеспечения возможности передачи сигналов систем те левизионного вещания (как цифровых, так и аналоговых) в рамках существующей сетки телевизионных каналах на уровень внеполосных излучений налагаются достаточно жесткие требования, определяемые соответствующей спектральной маской (рис. 4.24, табл. 4.13).

G(f), дБ f — f0, МГц Рис. 4.24. Спектральная маска для сигнала DVB-T Таблица 4. Контрольные точки спектральной маски DVB-T Расстройка от несущей Относительный уровень спектра G(f), дБ f — f0, МГц – 12,0 – 120, – 6,0 – 95, – 4,2 – 83, – 3,8 – 32, + 3,8 – 32, + 4,2 – 83, + 6,0 – 95, + 12,0 – 120, 4.5. ПЕРВИЧНАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ СИСТЕМЫ DVB-T Прием и обработку сигналов системы телевизионного вещания можно условно рассматривать как совокупность действий, обратных тем, что представлены на рис. 3.1. Однако добавляются и новые этапы обработки сигнала, вызванные необходимостью синхронизации и эк валайзинга сигнала.

Упрощенная структурная схема приема и обработки вещатель ных сигналов системы DVB-T показана на рис. 4.25.

cos(0t + 0) x(t) xc(t) ik ФНЧ АЦП d Обработка xs(t) АЦП ФНЧ qk sin(0t + 0) Рис. 4.25. Упрощенная структурная схема приема и обработки сигналов Принятый из эфира сигнал x(t) преобразуется на нулевую частоту (на рис. 4.25 показана только одна пара преобразователей частоты;

реально таких преобразователей может быть несколько), фильтрами нижних частот ФНЧ выделяются низкочастотные синфазная и квад ратурная компоненты xc(t) и xs(t). Далее в аналого-цифровых преобра зователях АЦП происходит их дискретизация и квантование на за данное количество уровней. Оцифрованные отсчеты подаются на специализированный вычислитель (программно-аппаратный ком плекс), осуществляющий цифровую обработку сигналов. Результатом такой обработки является байтовая последовательность d = (d(1), d(2), …), представляющая собой рассмотренный в разд. 3.1 и 3.2 транспортный поток MPEG-2.

В данном разделе рассмотрены алгоритмы и процедуры первич ной обработки вещательных сигналов, направленные на осуществле ние символьной и кадровой синхронизации. Дальнейшая обработка, целью которой, в конечном итоге, является получение кадров изобра жения и/или звука (а также, возможно, дополнительной служебной информации), требует достаточно объёмного изложения как особен ностей используемых в настоящее время транспортных (программ ных) потоков, так и процедур демодуляции-декодирования сложных сигнально-кодовых конструкций и, поэтому, далеко выходит за рамки данного учебного пособия.

Для определенности будем считать, что частота дискретизации квадратур fd равна, согласно стандарту, 64/7 МГц, а квантование про изводится 16-разрядным АЦП, обеспечивающим представление дан ных в виде целого числа со знаком. Таким образом, далее можно го ворить о разработке такого алгоритма обработки, входными данными которого являются поступающие раз в 7/64 мкс значения отсчетов I и Q квадратур в виде 16-битных слов со знаком, а выходными данными 188-байтные MPEG-2 пакеты.

Процедура синхронизации предполагает выполнение следующих операций (рис. 4.26):

1) синхронизация принятых отсчетов с началом OFDM-символа и определение защитного интервала;

2) чтение служебной информации, содержащейся в TPS-сигналах, и синхронизация с началом OFDM-суперкадра;

3) чтение полезных данных, содержащихся в одном OFDM суперкадре, определение служебной информации для следующего OFDM-суперкадра.

Отметим, что выполнение первых двух операций осуществляется один раз, и фактически они определяют инициализацию работы алго ритма. Третья операция — основная для всего алгоритма, она цикли чески повторяется с обработкой каждого нового OFDM-суперкадра.

Кроме того, неотъемлемой частью операций 2) и 3) является последо вательная оценка текущего состояния канала.

Начало алгоритма Определение длительно Отсчетные сти защитного интервала, значения синхронизация с началом OFDM-символа Оценка текущего Чтение служебной инфор- состояния канала мации из TPS-сигналов Оценка текущего Чтение полезных состояния канала данных из OFDM-суперкадра Рис. 4.26. Алгоритм обработки сигнала DVB-T Рассмотрим подробнее каждую из представленных на рис. 4. операций.

Прежде всего, преобразуем две вещественные квадратурные по следовательности {ik} и {qk} (k = 1, 2, …) в одну комплексную после довательность {ck}, в которой ck = ik + jqk.

Первичной задачей при построении алгоритма обработки являет ся синхронизация по времени с началом OFDM-символа.

Нетрудно видеть, что при выбранной частоте дискретизации на длительности OFDM-символа укладывается 8192 отсчета ck. Тогда возможные длительности (в отсчетах ck) защитного интервала:

1 = 8192/4 = 1024;

2 = 8192/8 = 512;

3 = 8192/16 = 256;

4 = 8192/32 = 128.

Наличие защитного интервала, в котором циклически повторяет ся часть OFDM-символа, позволяет построить семейство корреляци онных кривых для всех возможных длительностей защитного интер вала. В этом случае, анализируя полученные кривые, можно сделать вывод о значении длительности используемого защитного интервала и моменте начала OFDM-символа.

Построим набор корреляционных кривых Bn[k] (n = 1, 2, 3, 4) для каждого защитного интервала следующим образом:

n cl + k cl*+8192+ k Bn [k ] =, (4.32) l = где k = 1, 2, …, 8 192 + 1.

Смысл выражения (4.32) можно пояснить следующим образом.

Для заданного значения защитного интервала выбирается множество A1 подряд идущих отсчетов исходного сигнала, начиная с первого от счета, таким образом, чтобы временнй интервал между первым и по следним отсчетом равнялся длительности рассматриваемого защитно го интервала. Далее выбирается второе множество A2 того же размера, но начинающееся с отсчета, для которого временнй интервал от пер вого отсчета множества A1 до первого отсчета множества A2 равен длительности одного OFDM-символа, т. е. 8 192 отсчета.

Поэлементное умножение с последующим суммированием этих множеств и определяет первое значение корреляционной функции Bn[1];

последующие значения функции Bn определяются путем сдвига на один отсчет A1 и A2.

Легко понять, что если истинный защитный интервал совпадает с предполагаемым при построении корреляционной кривой n (n = 1, 2, 3, 4), то в момент начала OFDM-символа получим пик кривой Bn = B0, max а при смещении вправо или влево от пика — линейное убывание до некоторого шумового уровня. Причем ширина основания D получае мого равнобедренного треугольника окажется равной удвоенной дли тельности защитного интервала:

D = 2.

Если же n, то вместо треугольника получим равнобедрен ную трапецию с длительностью верхнего основания D = | — n |, равной разности длительностей истинного и используемого при по строении защитных интервалов. При этом, когда n, уровень верхнего основания окажется равным B0, а когда n — равным Bn = B0 ( n / ), max т. е. во столько раз меньше высоты треугольника, во сколько раз от личаются длительности защитных интервалов. Ясно, что в первом случае — момент окончания, а во втором случае — момент начала верхнего основания трапеции совпадет с моментом начала OFDM символа, а наклон боковых сторон трапеций и треугольника во всех случаях окажется одинаковым.

На основе представленных заключений можно предложить ряд критериев для определения длительности защитного интервала и мо мента начала OFDM-символа. Для определенности будем считать, что корреляционные кривые расположены друг под другом в порядке убывания n (рис. 4.27).

B 1 k 2000 4000 6000 8000 B 1 k 2000 4000 6000 8000 B k 2000 4000 6000 8000 B 1 k 2000 4000 6000 8000 Рис. 4.27. Семейство корреляционных кривых 1. Корреляционная кривая, имеющая острые вершины (треуголь ный вид в окрестности пиков) по отношению к пологим вершинам ос тальных кривых, определяет защитный интервал.

2. Корреляционная кривая, для которой ее пиковые значения и пиковые значения расположенных выше кривых одинаковы, а пико вые значения кривых расположенных ниже убывают пропорциональ но уменьшению длительности защитного интервала, то выделенная кривая определяет защитный интервал.

3. Корреляционная кривая, для которой пологие участки всех кривых, расположенных ниже, начинаются с момента окончания со ответствующих пологих участков выделенной кривой, а пологие уча стки всех кривых, расположенных выше, заканчиваются в момент на чала соответствующих пологих участков, то эта кривая определяет защитный интервал.

4. Если составить последовательность чисел {а1, а2, а3, а4}, со стоящую из значений ширины пологого участка в единицах длитель ности символа для каждой из кривых (а1 — длительность пологого участка верхней кривой и т. д.), и сравнить получившуюся последова тельность с тестовыми последовательностями {b1, b2, b3, b4}, пред ставленными в табл. 4.14, то наиболее близкая по определенному критерию (например, минимальному среднеквадратическому откло нению) тестовая последовательность и определит защитный интервал.

Таблица 4. Определение защитного интервала Защитный Тестовые последовательности интервал b1 b2 b3 b 1/4 0 4/32 6/32 7/ 1/8 4/32 0 2/32 3/ 1/16 6/32 2/32 0 1/ 1/32 7/32 3/32 1/32 Подчеркнем, что период повторения корреляционных кривых со ставляет сумму длительности OFDM-символа и используемого за щитного интервала.

Синхронизация по времени в любом случае проводится по поло жению пика корреляционной кривой, определяющей защитный ин тервал. Однако, как правило, реальный вид корреляционных кривых оказывается весьма далеким от идеального (треугольника и трапе ций), что затрудняет применение описанных критериев. Существенно улучшить точность определения длительности защитного интервала и момента начала OFDM-символа можно за счет интегрирования нор мированных корреляционных кривых на некотором интервале.

В этом случае соотношение (4.32) видоизменяется и принимает следующий вид:

n cl + k +(8192+ ) m cl*+8192+ k +(8192+ ) m p 1 n n l = Bn p ) [k ] = (, (4.33) n n cl + k +(8192+ ) m + cl +8192 + k + (8192 + n ) m 2 m= n = 1= l l где p — количество периодов накопления, выбираемое, исходя из до полнительных рассуждений.

При данном способе определения, на корреляционной кривой, для которой = n, произойдет накопление треугольника: его осно вание D останется неизменным, а высота Bn = B0 окажется равной max p. В то же время, для остальных кривых будет иметь место накопле ние трапеций, сдвинутых друг относительно друга, что приведет к образованию квазишумового уровня Nqn, заметно меньшего, чем B0.

Теперь становится ясным, что увеличение p, с одной стороны, приводит ко все большей разнице между B0 и уровнем Nqn, а с дру гой — как показывает практика — к некоторому расплыванию вер шины треугольника и, следовательно, ухудшению точности опреде ления начала OFDM-символа. Причиной расплывания вершины, по видимому, является неточность подстройки частоты опорных генера торов.

Сформулируем пятый критерий определения защитного интерва ла и момента начала OFDM-символа на основе анализа корреляцион ных функций вида (4.33).

Выбираются два пороговых значения: высокое BH и низкое BL.

Если удается отыскать кривую, для которой пиковое значение Bn p ) max BH, ( (4.34а) а для всех остальных кривых Bn p ) max BL, ( (4.33б) то кривая, удовлетворяющая (4.34а), определяет искомое значение, а положение ее пика — начало OFDM-символа T0.

На рис. 4.28 показано семейство корреляционных кривых, най денных из выражения (4.33) для p = 5.

B(5) k 2000 4000 6000 8000 B(5) k 2000 4000 6000 8000 5 B(5) k 2000 4000 6000 8000 (5) 5B k 2000 4000 6000 8000 Рис. 4.28. Семейство корреляционных кривых (4.33) для p = Итак, имея в распоряжении предложенные критерии, можно оп ределить начало OFDM-символа и длительность защитного интерва ла. Однако при всех подходах определение T0 носит все же прибли женный (грубый) характер, что связано с медленным спадом корре ляционной кривой (p / на один отсчет), и, следовательно, расплыва нием вершины реальной корреляционной кривой. Иными словами, положения пиков идеальной и реальной корреляционных кривых мо гут не совпадать. В этой связи становится понятным необходимость уточнения значения T0 путем использования дополнительной инфор мации, содержащейся в OFDM-символе.

Будем учитывать расположение и значение непрерывных пилот ных сигналов. Положим, что истинное значение максимума корреля ционной функции, определяющее начало OFDM-символа, находится в пределах ± N отсчетов. Рассмотрим (2N + 1)-элементный набор по следовательностей из 8 192 отсчетов каждая (что соответствует дли тельности OFDM-символа). Понятно, что только одна из таких после довательностей обеспечивает наилучшую (но не обязательно абсо лютно точную) синхронизацию.

Произведем преобразование Фурье каждой из рассматриваемых последовательностей и построим корреляционную функцию вида (nr ) *n R[r ] =, r = 1, …, 2N + 1, (4.34) k k k = где nk — комплексное значение непрерывного пилотного сигнала на nk-й поднесущей (выбираемой из 177-элементного набора), а ( rk ) — n комплексное значение соответствующей спектральной компоненты r-й последовательности.

Пик корреляционной функции (4.34) определяет последователь ность с наилучшей синхронизацией и, значит, T0. Однако, нетрудно понять, что наилучшая синхронизация не обязательно будет идеаль ной в силу того, что возможно частотное рассогласование работы пе редающего и приемного тактовых генераторов а также наличие доп леровского сдвига (очевидно, что решающим в данном случае будет доплеровский сдвиг, поэтому далее будем упоминать лишь о нем) вплоть до случая разноса равного 1/T (0,5 + k), где k — произвольное целое, когда корреляционная функция будет иметь два близких по уровню соседних пика (рис. 4.29).

Таким образом, предварять выполнение точной синхронизации с началом OFDM-символа должна процедура частотной подстройки.

Будем определять доплеровский сдвиг на основе защитного ин тервала в виде циклического префикса. Для этого вычислим набег фа зы между защитным интервалом и его повторением в конце OFDM символа. Тогда можно оценить доплеровский сдвиг частоты как набег фазы, отнесенный к длительности OFDM-символа, и компенсировать его.

2R R 0 4r -4 -2 0 2 -4 -2 0 2 4r а) б) Рис. 4.29. Вид корреляционных функций R[r] в случае малого (а) и большого (б) фазового рассогласования тактовых генераторов Пусть uk (k = 1, …, 8192) — временные отсчеты анализируемого OFDM-символа, а gp (p = 1, …, ) — отсчеты защитного интервала, предшествующего этому OFDM-символу. Тогда фаза комплексного числа g = (4.35) uk p = 8192+1 = k p и будет оценкой набега фазы.

Доплеровский сдвиг частоты fд вычисляется как fд =, Tu где Tu — длительность (в секундах) полезной части OFDM-символа.

В целях компенсации доплеровского сдвига необходимо с вре менными отсчетами OFDM-символа произвести следующее очевид ное преобразование:

= uk exp ( j 2f д k t ), uk где t = 1/fd = 7/64 мкс — интервал дискретизации.

Заметим, что предложенный способ позволяет определить допле ровский сдвиг с точностью до разноса между поднесущими, т. е. в пределах от –1/(2Tu) до 1/(2Tu). По аналогии с временной синхрониза цией можно это условно назвать “точным” определением доплеров ского сдвига. Однако, в противоположность временной синхрониза ции, грубая оценка доплеровского сдвига (q/Tu, q = 0, ± 1, ± 2, …) должна проводиться после точной.

Таким образом, можно описать комплексную процедуру совме стного определения доплеровского сдвига и точной временной син хронизации.

Исходным предположением является грубая временная синхро низация анализируемого OFDM-символа, которая получена либо из процедуры определения защитного интервала (для первого обрабаты ваемого OFDM-символа), либо путем сдвига от конца предыдущего OFDM-символа на величину защитного интервала (для всех посл е дующих OFDM-символов).

По-прежнему будем рассматривать (2N + 1)-элементный набор последовательностей из 8 192 отсчетов. Для каждой последовательно сти, прежде всего, необходимо произвести “точную” оценку допле ровского сдвига с последующей компенсацией.

Далее зададимся максимальным возможным значением qmax = Q и введем матрицу OFDM-символов S N +1,Q S0,Q S N, Q S N, Q S S N,Q + S N +1,Q +1 S0,Q + N,Q +1 S= (4.36) S0,0 S N, S N,0 S N +1, S N,Q S N,Q S N +1,Q S0,Q Центральная строка S–N, 0, …, SN, 0 этой матрицы совпадает с рассмат риваемым (2N + 1)-элементным набором, подвергнутым компенсации “точного” доплеровского сдвига, а элементы каждого столбца образо ваны из соответствующего элемента центральной строки посредством дополнительного сдвига по частоте на (k – Q – 1)/Tu, где k — номер строки, т. е. числа 1, …, 2Q + 1 за исключением центрального значе ния Q + 1.

Матрице S сопоставим матрицу F, элементы которой представ ляют собой преобразование Фурье соответствующих элементов мат рицы S., т. е. F — это матрица спектров OFDM-символов.

Для каждого элемента матрицы F вычислим корреляцию в час тотной области шаблона непрерывных пилотных сигналов:

(nt,v) *n R[t, v] =, t = 1, …, 2N + 1, v = 1, …, 2Q + 1, (4.37) k k k = где, как и раньше, nk — комплексное значение непрерывного пилот ного сигнала на nk-й поднесущей (выбираемой из 177-элементного набора), а (t,v ) — комплексное значение соответствующей спек nk тральной компоненты OFDM-символа St, v.

На рис. 4.30 показана корреляционная функция R[t, v], построен ная на прямоугольной дискретной области 5, соответствующей матрице F с параметрами N = 2, Q = 2.

- - 1 2 - Рис. 4.30. Корреляционная функция R[t, v] для N = 2, Q = Координаты (t0, v0) максимального значения R определяют точ ную временную синхронизацию: T0 T0 + (t0 – N – 1), и “грубый” до плеровский сдвиг: q = v0 – Q – 1.

Очевидно, для последующей работы алгоритма приема сигналов DVB-T необходима также информация о том, какой шаблон рассре доточенных пилотов используется в данном OFDM-символе. Учиты вая, что в DVB-T предусмотрено 4 циклически повторяющихся с ка ждым OFDM-символом шаблона рассредоточенных пилотов, доста точно определить номер шаблона в первом исследуемом OFDM символе. Для этого можно построить корреляционную функцию вида:

(h) n H [ h] = nk *k, h = 0, …, 3, (4.38) k = где nk — комплексное значение распределенного пилотного сигнала на nk-й поднесущей (выбираемой из 524-элементного набора), а (h) nk — комплексное значение соответствующей спектральной компо ненты OFDM-символа. В последующих процедурах точной синхрони зации с началом OFDM-символа можно использовать шаблон распре деленных пилотов для повышения пика корреляции (4.37).

Получение точной временной синхронизации всех последующих OFDM-символов производится на основе лишь последнего этапа (т. е.

без процедуры грубой синхронизации), причем значение N, как пока зывает опыт, достаточно положить равным единице.

Завершая обсуждение методов решения задачи синхронизации, обратим внимание на необходимость предварительной фильтрации всей последовательности {ck}. Это обусловлено ухудшением свойств корреляционных функций Bn и Bn при наличии достаточно сильных (5) помех, попадающих в полосу частот приемника.

0 S, dB - а) - f, MHz - -4 -2 0 2 S, dB - б) - - f, MHz -4 -2 0 2 Рис. 4.31. Спектры сигнала без помехи (а) и с помехой (б) На рис. 4.31 показаны спектры двух различных сигналов, в одном из которых присутствует сравнимая по мощности помеха, а на рис. 4.32 приведен соответствующий вид корреляционных функций Bn для сигнала с помехой без фильтрации а) и с фильтрацией б).

B k 2000 4000 6000 8000 B k 2000 4000 6000 8000 а) B k 2000 4000 6000 8000 B k 2000 4000 6000 8000 B 2 k 2000 4000 6000 8000 B 2 k 2000 4000 6000 8000 б) B 2 k 2000 4000 6000 8000 B 2 k 2000 4000 6000 8000 Рис. 4.31. Вид корреляционных функций Bn для сигнала с помехой без фильтрации (а) и с фильтрацией (б) Следующим блоком алгоритма обработки сигналов DVB-T (рис. 4.26) является оценка текущего состояния канала, называемая термином эквалайзинг. Эквалайзер (equalizer) — это устройство, по зволяющее осуществить оценку текущей частотной характеристики канала на основе известных значений пилотных сигналов. Система DVB-T располагает двумя типами пилотных сигналов: непрерывные и рассредоточенные, причем независимо от номера OFDM-символа в OFDM-кадре общее количество пилотных сигналов постоянно и рав но 701. Несмотря на то, что по отдельности непрерывные и рассредо точенные пилотные сигналы могут использоваться для разных целей, при построении эквалайзера они должны использоваться совместно.

Следует лишь учесть четыре возможных варианта расположения рас средоточенных пилотных сигналов в зависимости от номера OFDM символа. Существует множество алгоритмов построения эквалайзера, которые рассчитаны на работу с теми или иными сигналами в разных условиях. Чем сложнее условия распространения сигнала (наличие межсимвольной интерференции в исходном сигнале, многолучевости в канале и др.), тем сложнее эквалайзеры и их реализация более тру доемка.

Как показывают расчеты, благодаря тому, что сигналы системы DVB-T сформированы таким образом, чтобы противостоять многолу чевости, даже использование линейного эквалайзера позволяет полу чать приемлемые результаты. В этом случае считается, что частотная характеристика канала меняется линейно от одной пилотной подне сущей до ближайшей следующей, причем сами пилоты искажены лишь частотной характеристикой канала, т. е. отсутствует шумовая составляющая. Тогда опорный сигнал для любой информационной поднесущей можно получить, основываясь лишь на значении двух ближайших пилотов (напомним, что первая и последняя поднесущие сигнала — пилотные):

sm = [(m — n)sk + (k — m)sn] / (k — n), где sm — вычисляемый опорный сигнал поднесущей с номером m;

n и k — номера ближайших пилотных поднесущих соответственно слева и справа (т. е. n m k);

sn и sk — значения соответствующих пило тов.

Im(z) 0 а) - - - -8 Re(z) - -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 Im(z) 0 б) - - - -8 Re(z) - -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 Рис. 4.32. Спектры OFDM-символов для неиерархической модуляции КАМ-64 с высоким (а) и низким (б) отношениями сигнал/шум Очевидно, такой эквалайзер не учитывает возможность допле ровского смещения частоты и неточности настройки на центральную частоту. Поэтому необходимо для каждого OFDM-символа повторять процедуры синхронизации, описанные выше.


В качестве иллюстрации работоспособности описанного линей ного эквалайзера на рис. 4.32 показаны комплексные значения спек тральных отсчетов OFDM-символов после эквалайзинга для неиерар хической модуляции КАМ-64 для сигналов с различным отношением сигнал/шум. При этом отчетливо видны 64 облака полезных данных, два облака TPS-данных, наконец, две жирные точки — пилоты.

Вопросы и задания 1. Какой смысл имеют понятия внутреннего и внешнего кодиро вания?

2. Перечислите функциональные блоки, входящие в состав ка нального кодера системы DVB-T.

3. Почему используемые в системе DBV-T сигналы называются ортогональными?

4. Что такое модуляционная карта?

5. Каково реальное количество поднесущих, используемых в ре жимах 2К и 8К? Сколько из них используется для передачи полезной и служебной информации?

6. Сравните спектральную маску, применяемую в системе DVB-T, с масками, применяемыми в других системах цифрового те левещания, в частности, ATSC.

7. В чём сравнительные преимущества и недостатки свёрточного и блочного кодирования?

8. Какая служебная информация содержится в TPS-сигналах?

9. Для чего служит циклический префикс, вставляемый в OFDM символ? Какова его относительная величина и чем она обусловлена?

10. Что такое иерархический режим модуляции? Каким образом он формируется?

11. Каковы преимущества и недостатки неравномерного сигналь ного созвездия?

12. Для чего необходимо выкалывание? Как оно реализуется?

13. На чём основана возможность символьной синхронизации OFDM-сигналов?

14. В чём различие точной и грубой синхронизации OFDM сигналов?

15. Проведите поиск схем эквалайзинга, учитывающих возмож ность доплеровского смещения частоты.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. EN 300 744: “Digital Video Broadcasting (DVB): Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television”. DVB Doc ument, June, 2004.

2. EN 50083-9 CENELEC: Cabled Distribution System for Television, Sound and Interactive Multimedia Signals;

Part 9: Interfaces for CATV/SMATV Headends and similar Professional Equipment.

3. User Requirements for Terrestrial Digital Broadcasting Services.

DVB document A004, Dec. 1994.

4. EN 300 468: Digital Video Broadcasting (DVB);

Specification for Service Information (SI) in DVB systems.

5. Локшин Б. А. Цифровое вещание: от студии к телезрителю / Б. А.

Локшин. — М. : Компания САЙРУС СИСТЕМС, 2001. — 447 с.

6. Скляр Б. Цифровая связь / Б. Скляр. — М. : Вильямс, 2003. — 1104 с.

7. Макаров С. Б. Передача дискретных сообщений по радиоканалам с ограниченной полосой пропускания / С. Б. Макаров, И. А. Цикин. — М. : Радио и связь, 1988. — 304 с.

8. Прокис Дж. Цифровая связь / Дж. Прокис. — М. : Радио и связь, 2000. — 800 с.

9. Биккенин Р. Р. Теория электрической связи : учеб. пособие для студ. высших учебных заведений / Р. Р. Биккенин, М. Н. Чесноков. — М. : Академия, 2010. — 336. с.

10. Interfaces for CATV / SMATV Headends and Similar Professional Equipment. Document A010.

11. ISO / IEC 13818-1. Information technology — Generic Coding of Moving Pictures and Associated Audio Information: Sysrems.

12. Долуханов М.П. Распространение радиоволн / М.П. Долуха нов. — М. : Связь, 1972. — 336 с.

13. Регламент радиосвязи. Международный союз электросвязи.

2004.

14. Постановление Правительства РФ № 985 от 13.12.2009 “О Фе деральной целевой программе “Развитие телерадиовещания в 2009– 2015 гг.” Приложение В табл. П.1 представлен краткий перечень стандартов и других существующих нормативных документов, касающихся организации услуг цифрового вещания в стандарте DVB.

Таблица. П. Перечень нормативных документов DVB Раздел Сокращение Номер и название Описание Цифровое Канальное кодирование, DVB-S EN 300 421 “Fram спутниковое модуляция и формирова ing structure, chan телевещание ние кадровой структуры nel coding and для услуг спутникового modulation for вещания, передаваемых в 11/12 GHz satellite диапазоне 11/12 ГГц services” Цифровое Руководство по внедре DVB-S2 TR 101 198 “Im спутниковое нию модуляции ФМ- plementation of Bi телевещание (BPSK) для системы nary Phase Shift спутникового вещания Keying (BPSK) modulation in DVB satellite transmis sion systems” Цифровое Цифровое спутниковое DVB-S2 EN 302 спутниковое телевещание второго по “Second generation телевещание коления: канальное ко framing structure, дирование и модуляция channel coding and для вещательных, инте modulation systems рактивных услуг, сбора for Broadcasting, новостей и иных прило Interactive Services, жений News Gathering and other broadband sa tellite applications” Цифровое Руководство по реализа DVB-S2 TR 102 376 “User спутниковое ции системы спутниково guidelines for the телевещание го вещания второго по second generation коления: вещательные, system for Broad интерактивные услуги, casting, Interactive сбор новостей и иные Services, News Ga приложения thering and other broadband satellite applications” Цифровое Спецификация по адап DVB-S2 TS 102 441 “DVB спутниковое тивному кодированию и S2 Adaptive Coding телевещание модуляции для веща and Modulation for тельных приложений Broadband Hybrid системы DVB-S Satellite Dialup Ap plications” Цифровое ка- DVB-C Структура кадра, каналь EN 300 429 “Fram бельное ве- ное кодирование и моду ing structure, chan щание ляция для системы ка nel coding and бельного цифрового те modulation for cable левещания systems” Цифровое ка- DVB-C2 Цифровое кабельное те DVB BlueBook бельное ве- левещание второго поко A138 “Frame struc щание ления (система DVB-C2):

ture channel coding структура кадра, каналь and modulation for a ное кодирование и моду second generation ляция.

digital transmission system for cable systems (DVB-C2)” Цифровое Антенны коллективного DVB-CS EN 300 473 “DVB спутниковое спутникового приема Satellite Master An телевещание (SMATV) для систем tenna Television (SMATV) distribu- DVB tion systems” Цифровое Базовая спецификация по DVB-CS TS 101 964 “Con спутниковое использованию управ trol Channel for телевещание ляющего канала для ан SMATV/MATV тенн коллективного distribution systems;

приёма (SMATV / Baseline Specifica tion” MATV) Цифровое Руководство по внедре DVB-CS TR 102 252 “Guide спутниковое нию управляющего кана lines for Implemen телевещание ла для антенн коллектив tation and Use of the ного приёма SMATV / Control Channel for SMATV / MATV MATV distribution sys tems” Цифровое на- DVB-T Структура кадра, каналь EN 300 744 “Fram земное теле- ное кодирование и моду ing structure, chan вещание ляция для системы циф nel coding and рового наземного веща modulation for digi ния (основной стандарт tal terrestrial televi sion” DVB-T) Цифровое на- DVB-T Руководство по реализа TR 101 190 “Im земное теле- ции сетей цифрового на plementation guide вещание земного телевещания: ас lines for DVB terre пекты, связанные с пере strial services;


дачей данных Transmission as pects” Цифровое на- DVB-T Стандарт по структуре TS 101 191 “Mega земное теле- мегакадра, необходимого frame for Single вещание для синхронизации еди Frequency Network ных одночастотных сетей (SFN) synchroniza tion” Цифровое на- DVB-T2 Система наземного циф DVB BlueBook земное теле- рового телевещания вто A122 “Frame struc вещание рого поколения (DVB ture channel coding T2): структура кадра, ка and modulation for a нальное кодирование и second generation модуляция.

digital terrestrial tel evision broadcasting system (DVB-T2)” Цифровое на- DVB-T2 Руководство по реализа DVB BlueBook земное теле- ции системы наземного A133 “Implementa вещание цифрового телевещания tion guidelines for a второго поколения (DVB second generation digital terrestrial tel- T2) evision broadcasting system (DVB-T2)” Цифровое на- DVB-T2 Интерфейс T2-MI для DVB BlueBook земное теле- модулятора системы на A136 “Modulator вещание земного цифрового теле Interface (T2-MI) вещания второго поколе for a second genera ния (DVB-T2) tion digital terrestri al television broad casting system (DVB-T2)” Цифровое Система передачи для DVB-H EN 302 мобильное мобильных терминалов “Transmission sys телевещание tem for handheld terminals” Цифровое Руководство по реализа DVB-H TR 102 377 “Im мобильное ции системы мобильного plementation guide телевещание телевещания lines for DVB hand held services” Транспорт- Спецификация по орга DVB-SI EN 300 468 “Speci ные функции низации пользователь fication for Service ской информации (SI) Information (SI) in для системы DVB DVB systems” Транспорт- Руководство по реализа DVB-SI TR 101 211 “Guide ные функции ции и использованию lines on implemen пользовательской ин tation and usage of формации (SI) Service Information (SI)” Транспорт- Спецификация по систе DVB-SI EN 300 472 “Speci ные функции ме телетекста в потоках fication for convey данных системы DVB ing ITU-R System B Teletext in DVB bit streams” Транспорт- Стандарт по передаче DVB-SI EN 301 775 “Stan ные функции информации VBI в пото dard for conveying ках данных системы DVB VBI data in DVB bitstreams” Транспорт- Передача дополнитель DVB-SI TS 102 823 “Car ные функции ных синхронизирован riage of synchro ных данных в транспорт nized auxiliary data ном потоке системы DVB in DVB transport streams” Передача Спецификация по пере DVB-DATA EN 301 192 “Speci данных даче данных в системе fication for data цифрового телевещания broadcasting” Передача Руководство (дополни DVB-DATA TR 101 202 “Speci данных тельно к документу EN fication for data 301 192) по передаче broadcasting;

данных в системе цифро Guidelines for the вого телевещания use of EN 301 192” Общие во- DVB-SSU Спецификация по улуч TS 102 006 “Speci просы шению программной со fication for System ставляющей пользова Software Update in тельского оборудования DVB Systems” в системе DVB Общие во- DVB-GSE TS 102 606 “Gener- Описание протокола просы ic Stream Encapsu- GSE инкапсулирования lation (GSE) Proto- групповых потоков col” Общие во- DVB-GSE Руководство по исполь DVB BlueBook просы зованию протокола GSE A134 “Generic инкапсулирования груп Stream Encapsula повых потоков tion (GSE) Imple mentation Guide lines” Передача “Im- Руководство по передаче DVB-MPEG TS 102 данных plementation Guide- видео- и звуковой ин lines for the use of формации по сетям IP Audio Visual Con tent in DVB services delivered over IP” Общие во- DVB-SUB EN 300 743 “Sub- Стандарт по субтитрам просы titling systems” Общие во- DVB-NIP ETS 300 802 “Net- Независимые протоколы просы для интерактивных услуг work-independent protocols for DVB системы DVB interactive services” Общие во- DVB-NIP TR 101 194 “Guide- Руководство по разра просы lines for implemen- ботке и использованию независимых протоколов tation and usage of для интерактивных услуг the specification of системы DVB network indepen dent protocols for DVB interactive services” Цифровое ка- DVB-RCC Интерактивный канал ES 200 800 “Inte бельное теле- для системы распреде raction channel for вещание лённого кабельного циф Cable TV distribu рового телевещания tion systems (CATV)” Цифровое ка- DVB-RCC Интерактивный канал TR 101 196 “Inte бельное теле- для системы распреде raction channel for вещание лённого кабельного циф Cable TV distribu рового телевещания. Ру tion systems ководство по использо (CATV). Guidelines ванию документа ETS for the use of ETS 300 800” 300 Общие во- DVB-RCG Построение интерактив EN 301 195 “Inte просы ного канала при помощи raction channel системы мобильной свя through the Global зи стандарта GSM System for Mobile Communications (GSM)” Цифровое на- DVB-RCT Спецификация для инте EN 301 958 “Digital земное теле- рактивного канала систе Video Broadcasting вещание мы наземного цифрового (DVB);

Specifica телевещания, включая tion of interaction системы OFDM с много channel for digital пользовательским досту terrestrial TV in пом cluding multiple access OFDM” Общие во- DVB- Создание интерактивного DVB BlueBook просы канала при помощи сис RCGPRS A073r1 “Interaction темы GPRS channel through General Packet Ra dio System (GPRS)” Обеспечение DVB-CPCM Первый из большой TS 102 825-1 “Con информаци- группы стандартов, по tent Protection and онной безо- священных защите ин Copy Management пасности формации и доступу в Specification;

Part сетях DVB, объединен 1: CPCM Abbrevia ных общим названием tions, Definitions and Terms” DVB-CPCM Обеспечение DVB-CI Спецификация общего EN 50221 “Com информаци- интерфейса (CI) для сис mon Interface Spe онной безо- тем условного доступа, а cification for Condi пасности также других приложе tional Access and ний цифрового телеве other Digital Video щания Broadcasting De coder Applications” Обеспечение DVB-CI Руководство по исполь TR 206 001 “Guide информаци- зованию общего интер lines for implemen онной безо- фейса для приложений tation & use of the пасности цифрового телевещания Common Interface for DVB Decoder Applications” Обеспечение DVB-CI Расширение к специфи TS 101 699 “Exten информаци- кации общего интерфей sions to the Com онной безо- са mon Interface Spe пасности cification” Общие во- DVB-PI Руководство по исполь TR 101 891 “Digital просы зованию асинхронного Video Broadcasting последовательного ин (DVB) Professional терфейса ASI для систе Interfaces: Guide мы DVB lines for the imple mentation and usage of the DVB Asyn chronous Serial In terface (ASI)” Общие во- DVB-IRDI Интерфейсы абонентских TS 102 201 “Inter просы устройств для системы faces for DVB цифрового телевещания IRDs” Передача ТR 102 033 “Archi- Описание механизмов DVB-IPTV данных доставки вещательных tectural Framework услуг по IP-сетям for the Delivery of DVB Services over IP-based Networks” Передача Архитектура системы DVB-IPDC TR 102 469 “IP Da данных DVB-H с передачей дан tacast over DVB H:

ных по IP-сетям Architecture»

Передача Пользовательская ин DVB-IPDC TS 102 470-1 “IP данных формация (PSI/SI) для Datacast over DVB системы DVB-H с пере H: PSI/SI” дачей данных по IP-сетям Передача Электронный гид услуг DVB-IPDC TS 102 471 “IP Da данных (ESG) для системы DVB tacast over DVB-H:

H с передачей данных по Electronic Service IP-сетям (спецификация) Guide (ESG)” Передача Электронный гид услуг DVB-IPDC DVB Bluebook данных (ESG) для системы DVB A099 “IP Datacast H с передачей данных по over DVB-H: Elec IP-сетям (“голубая кни tronic Service Guide га”) (ESG)” Передача Руководство по реализа DVB-IPDC TS 102 592 “IP Da данных ции электронного гида tacast over DVB-H:

услуг (ESG) для системы Electronic Service DVB-H с передачей дан Guide (ESG) Im ных по IP-сетям (специ plementation Guide фикация) lines” Передача Руководство по реализа DVB-IPDC DVB Bluebook данных ции электронного гида A112-1 “IP Datacast услуг (ESG) для системы over DVB-H: Elec DVB-H с передачей дан tronic Service Guide ных по IP-сетям (“голу (ESG) Implementa бая книга”) tion Guidelines” Передача Удаленное управление и DVB-IPDC TR 102 824 “Remot данных обновление устройств, e Management and работающих в системе Firmware Update DVB, совмещённой с IP System for DVB IP сетью Services” Передача Протокол CDP доставки DVB-IPDC TS 102 472 “IP Da данных контента для системы tacast over DVB-H:

DVB-H (спецификация) Content Delivery Protocols” Передача Протокол CDP доставки DVB-IPDC TS 102 591 “IP Da данных контента для системы tacast over DVB-H:

(руководство Content Delivery DVB-H пользователя) Protocols (CDP) Implementation Guidelines»

Передача Услуги покупок при пе DVB-IPDC TS 102 474 “IP Da данных редаче данных в системе tacast over DVB-H:

DVB-H, совмещённой с Service Purchase and Protection” IP-сетью Передача Руководство по обеспе DVB-IPDC TS 102 611 “IP Da данных чению мобильности в tacast over DVB-H:

системе DVB-H, совме Implementation щённой с IP-сетью Guidelines for Mo bility” Передача Уведомления в системе DVB-IPDC TS 102 832 “IP Da данных DVB-H, совмещённой с tacast over DVB-H:

Notification Frame- IP-сетью work” Обеспечение DVB-CSA Поддержка использова ETR 289 “Support информаци- ния системы условного for use of scram онной безо- доступа и скремблирова bling and Condi пасности ния в цифровом телеве tional Access (CA) щании within digital broad casting system” Обеспечение DVB-SIM Система TS 101 197 “DVB DVB информаци- SimulCrypt: архитектура SimulCrypt;

Part 1:

онной безо- центрального адаптера и Head-end architec пасности синхронизации ture and synchroni zation” Обеспечение DVB-SIM Руководство по реализа TS 103 197 “Head информаци- ции центрального адап end implementation онной безо- тера в системе DVB Si of SimulCrypt” пасности mulCrypt Обеспечение DVB-SIM Руководство по исполь TR 102 035 “Im информаци- зованию нескольких сис plementation Guide онной безо- тем условного доступа по lines of the DVB пасности технологии SimulCrypt SimulCrypt Stan dard” Измерения Руководство по проведе DVB-M TR 101 290 “Mea нию измерений в сетях surement guidelines цифрового телевещания for DVB systems” Измерения Использование специ DVB-M TR 101 291 “Usage ального потока (PID of DVB test and 0x001D) для проведения measurement signal тестов и измерений в ing channel (PID транспортном потоке 0x001D) embedded in an MPEG-2 MPEG- Transport Stream (TS)” Измерения MIB SNMP для проведе DVB-M TS 102 032 “SNMP ния тестов и измерений в MIB for test and системе DVB measurement appli cations in DVB sys tems” Приложение В табл. представлены значения индикаторов и показателей эффективности, соответствующие различ ным срокам реализации Федеральной программы развития цифрового телевизионного вещания в Россий ской Федерации Таблица П. Целевые индикаторы и показатели эффективности развития Программы Индикаторы и показатели Количественные значения по годам 2008 2009 2010 2011 2012 2013 2014 2015.

Численность населения Российской Федера- 1 600 1 600 1 600 1 200 1 200 600 – – ции, не охваченного телевещанием, тыс. чел.

Доля населения Российской Федерации, 33 40 60 80 99 99,5 100 имеющего возможность приема обязатель ных телерадиоканалов, % Площадь территории субъектов Российской – – 3189 5848 9768 17103 17103 Федерации, охваченных наземным цифровым вещанием обязательных телерадиоканалов, тыс. кв. км Доля населения Российской Федерации, – – – – 25 50 75 имеющего возможность приёма 20 телевизи онных каналов свободного доступа, % Доля населения Российской Федерации, – – 15 30 75 98,8 98,8 98, имеющего возможность приёма цифровых эфирных телевизионных каналов, % Количество субъектов Российской Федера- – – 12 32 69 83 83 ции, охваченных цифровым телевизионным вещанием Доля населения Российской Федерации, не 15 13 10 6 3 1,2 1,2 1, охваченного региональным телевизионным вещанием, % Доля населения Российской Федерации, ох- 70 70 70 75 80 90 95 ваченного радиовещанием заданного качест ва, % Доля населения Российской Федерации, ох- 85 87 90 94 97 98,8 98,8 ваченного телерадиооповещением о чрезвы чайных ситуациях, % Количество зарегистрированных сетей циф- – – – 12 32 69 83 рового вещания первого мультиплекса Количество введённых в эксплуатацию:

а) объектов опытных зон цифрового веща- – 73 – – – – – – ния б) объектов сети цифрового вещания пер- – – 2089 1220 1721 1470 – – вого мультиплекса в) объектов инфраструктуры (реконструк- – – – – 216 223 151 ция, техническое перевооружение, замена ан тенно-мачтовых сооружений и башен) г) объектов инфраструктуры (строительст- – – – – 75 115 60 во новых антенно-мачтовых сооружений) д) объектов инфраструктуры (реконструк- – – – – 268 256 127 ция и замена антенно-фидерных устройств) е) объектов энергоснабжения инфраструк- – – – – 199 209 110 туры телерадиовещания ж) центров формирования мультиплексов – – 21 17 26 15 – – з) объектов сети цифрового вещания вто- – – – – – 4520 5180 рого и третьего мультиплексов и) объектов сети цифрового вещания до- – – – – – 28 168 полнительных мультиплексов к) объектов сети цифрового вещания для – – 2 4 16 28 150 телевидения высокой чёткости и мобильного телевидения л) объектов сети мощного цифрового ра- – – – – 60 63 57 диовещания м) объектов сети УКВ-ЧМ-вещания – – – – – 84 168 Гельгор Александр Леонидович Попов Евгений Александрович СИСТЕМА ЦИФРОВОГО ТЕЛЕВИЗИОННОГО ВЕЩАНИЯ СТАНДАРТА DVB-T Учебное пособие Лицензия ЛР № 020593 от 07.08. Налоговая льгота – Общероссийский классификатор продукции ОК 005-93, т. 2;

953005 – учебная литература Подписано к печати Формат 60х84/16. Печать цифровая.

Усл. печ. л. 12,94. Уч.-изд. л.. Тираж экз. Заказ Отпечатано с готового оригинал-макета, предоставленного авторами, в Цифровом типографском центре Издательства Политехнического университета.

195251, Санкт-Петербург, Политехническая ул., 29.

Тел.: (812) 550-40-14.

Тел./факс: (812) 297-57-76.



Pages:     | 1 |   ...   | 2 | 3 ||
 





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.