авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:     | 1 || 3 | 4 |   ...   | 7 |

«Межвузовский сборник «Радиоэлектронная техника» 2010 г. МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение ...»

-- [ Страница 2 ] --

Рис. 2. Проекции рупорного облучателя и сечения излучающей поверхности антенны на плоскость xOz Очевидно, что для каждого излучающего элемента характерны свои интер валы затенения, а угловые интервалы затенения рупором излучения зеркальной антенны в вертикальной плоскости min max могут быть найдены по той же методике. Особое значение придается оценке характеристик рассеяния гра ней гладкой части и ребер внешних граней, образующих кромку излучающей поверхности при их возбуждении электромагнитной волной облучателя, па дающей под произвольным углом.

Компоненты общего поля в точке наблюдения при этом получаются в результате векторного сложения сферических компонент поля каждой грани и каждого краевого ребра кромки излучающей поверхности антенны отно сительно глобальной системы координат. Зная интервалы наблюдения апер туры рупорного облучателя в горизонтальной min max и вертикальной min max плоскостях, при суммировании компонент поля в точке на блюдения легко учесть те из них, которые соответствуют полученным ин тервалам. Таким образом, по предложенной методике можно определить поле в точке наблюдения с учетом затенения, а также поле, попадающее не посредственно в облучатель.

Так, для зеркальной параболической антенны диаметром D =1 м с фокус ным расстоянием f 0,35 м и пирамидальным рупорным облучателем длиной R = 0,021 м с размерами апертуры aр =0,04 м, bр =0,03 м, с питающим прямо угольным волноводом размерами a =0,023 м, b =0,01 при длине волны =0,03 м получены следующие результаты (рис. 3): зависимости уровня поля в точке от угла ее наблюдения без затенения (см. рис. 3, кривая 1).

Рис. 3. Зависимости относительного уровня поля в точке от угла ее наблюдения без затенения (1), переизлученного элементами крепления (2), без затенения с учетом переизлучения от элементов крепления (3) ДН переизлучения цилиндрических опор четырехопорной конструкции крепления облучателя может быть описана следующим приближенным вы ражением [1]:

sin(u1 u 2 ) i u1 sin(u1 u 2 ) i u F () e e, (4) 2 (u1 u 2 ) 2 (u1 u 2 ) где u1 21,5 L sin cos ;

u2 L sin 2 ( / 2) sin ;

2 / – коэффициент распространения;

– длина волны;

L – длина каждой опоры;

– угол относи тельно оси излучения антенны;

– угол отклонения плоскости оси опоры отно сительно плоскости апертуры антенны. В результате для рассматриваемой кон струкции антенны при L 20 и 20 0, с учетом того, что уровень излучения крепления, приведенный к уровню излучения антенны в направлении максиму ма ДН при размере сечения опоры 0,5 составляет –29 дБ [1] (рис. 3, кривая 2).

В пределах главного лепестка ДН антенны излучение опорной конструкции оказывается незначительным (-29 дБ), а вне его паразитное излучение оказыва ется пренебрежимо малым (не превышает -43 дБ). А ее форма в пределах глав ного и боковых лепестков ДН антенны идентична, либо незначительно превы шает расчетную (рис. 2, кривая 3).

Таким образом, рассмотренная процедура оценки взаимного влияния зер кала, рупорного облучателя и элементов его крепления, основанная на совмест ном использовании предложенных конечно-элементных моделей и известных приближенных решений, позволяет оценить характеристики излучения парабо лической антенны с учетом этих возмущений и может быть использована в проектировании помехозащищенных антенн.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. Фролов, О. П. Зеркальные антенны для земных станций спутниковой связи / О.П. Фролов, В. П. Вальд. – М. : Горячая линия – Телеком, 2008. – 496 с.

2. Якимов, А. Н. Конечно-элементный подход к моделированию затенения зеркала антенны / А. Н. Якимов;

под ред. Н. К. Юркова // Надежность и качест во: кн. тр. Междунар. симп.: в 2 т. – Пенза : Инф.-изд. центр ПГУ, 2007. – 1 т. – С. 63–65.

3. Якимов, А. Н. Моделирование влияния зеркала антенны на характери стики ее облучателя / А. Н. Якимов, О. Н. Балуков ;

под ред. Н.К. Юркова // На дежность и качество: кн. тр. Междунар. симп. в 2 т. – Пенза : Инф.-изд. центр ПГУ, 2009. – 1 т. – С. 358–361.

Якимов Александр Николаевич, д-р техн. наук, профессор кафедры «Конструирова ние и производство радиоаппаратуры» Пензенского государственного университета. Об ласть научных интересов: математическое моделирование элементов конструкций РЭС и процессов распространения электромагнитных волн с учетом внешних воздействующих фак торов. E-mail: fenr@pnzgu.ru;

kipra@pnzgu.ru.

Андреев Павел Геннадьевич, канд. техн. наук, доцент кафедры «Конструирование и производство радиоаппаратуры» Пензенского государственного университета. Область на учных интересов: математическое моделирование элементов конструкций РЭС и процессов распространения электромагнитных волн с учетом внешних воздействующих факторов.

E-mail: fenr@pnzgu.ru;

apghome@sura.ru.

_ УДК 621.313. Г. Ф. Афанасьев, Т. В. Афанасьева ОСОБЕННОСТИ КОНСТРУКТИВНОГО ПОСТРОЕНИЯ ВЫРОЖДЕННЫХ В КОЛЬЦО ЛИНЕЙНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НА ПОСТОЯННЫХ МАГНИТАХ Представлены варианты конструкций магнитных систем и обмоток возбуждения, экс периментально полученные зависимости магнитной индукции над зазором между одноимен ными полюсами, позволяющие осуществлять расчет конструктивных, силовых и электричес ких параметров двигателей на ПМ.

Исследования электрических линейных преобразователей на постоянных магнитах (ПМ) [1, 2] показали, что они могут быть построены как на ПМ кольцевого типа с осевой [3] или радиальной [4, 5] намагниченностью, так и на дисковых ПМ [6] с зазорами между одноименными полюсами и без них, т. е.

в стык. Обмотки возбуждения таких преобразователей представляют собой многовитковые кольцевые катушки, простые в технологии изготовления с максимальным использованием длины витка и провода в целом. Магнитная система (набор ПМ) размещается внутри каркасов обмоток возбуждения, которые не препятствуют перемещению якоря.

Как было выявлено о преимуществах вырожденного (замкнутого в кольцо) линейного преобразователя, имеющего максимальный коэффициент использования ПМ и обмоток возбуждения и максимальный коэффициент плотности упаковки деталей ротора и статора (наименьший объем), особенностью его является то, что он, благодаря замкнутому кольцу ПМ, закрепленных по образующей диска, не позволяет конструктивно использовать кольцевые обмотки возбуждения. Эти обмотки могут быть выполнены только в виде полуколец двух соседних обмоток. Второй особенностью является то, что ПМ на диске якоря нельзя закрепить без зазоров между ними – между одноименными или разноименными полюса ми, т. е., в отличие от обычного линейного преобразователя, в вырожденном (замкнутым в кольцо) преобразователе невозможно создать сплошную магнитную систему, при которой достигаются минимальные габаритные размеры при том же числе ПМ и секций обмоток.

Конструкция якоря с ПМ, замкнутыми в кольцо, представлена на рис. 1.

Обмотки возбуждения размещаются над встречно расположенными одно именными полюсами по обе стороны диска. Форма обмоток возбуждения пред ставлена на рис. 2. Наличие диска крепления ПМ исключает возможность сде лать обмотки кольцевыми.

б) а) Рис. 1. Магнитная система якоря вырожденного в кольцо линейного преобразователя на ПМ:

а – с зазорами между одноименными полюсами;

б – с зазором между разноименными полюсами;

1 – диск якоря;

2 – ПМ, размещенные по кольцу;

3 – фиксирующие перемычки;

4 – ось якоря;

B – силовые линии магнитной индукции Как видно из рис. 2 а, обмотки возбуждения имеют участки сd и ek, не взаимодействующие с магнитным потоком над зазорами между одноименными полюсами, т. е. не участвуют в преобразовании энергии, а ток, проходящий по этим участкам, расходуется на тепло, понижая КПД преобразования (увеличи вая потребление энергии от источника питания). Вместе с тем, за счет наличия диска якоря, разделяющего обмотки, взаимодействие магнитного поля ПМ с обмотками происходит не по полной длине витка, в отличие от того, что есть в обычных (незамкнутых) линейных преобразователях. При большом числе вит ков обмоток возбуждения расчет тягового усилия необходимо вести по скор ректированной уменьшенной длине провода La, а расчет сопротивления обмо ток – по увеличенной длине провода Ln с учетом непроизводительных участков.

На рис. 3 представлены параметры системы магнит – обмотка, по которым не обходимо вести расчеты F и Rобм.

Расчет тяговой силы на одну секцию, состоящую из двух эквивалентных обмоток, расположенных под встречными северными и южными полюсами, осуществляется с учетом «активной» длины витка, расположенного по средней линии обмотки, а величина магнитной индукции в месте расположения среднего витка определяется по экспериментально полученным зависимо стям Вз = f(Y), где Y – расстояние до образующей ПМ над зазором между од ноименными полюсами при разных начальных значениях (когда Y = 0) (рис. 4).

а) б) Рис. 2. Конструкция и размещение ПМ и обмоток возбуждения: а – вид многовитковых обмоток возбуждения (2 секции);

б – расположения полуколец обмотки над зазорами между одноименными полюсами;

1 – нижняя часть обмотки;

2 – верхняя часть обмотки;

3 – ПМ;

4 – диск якоря;

5 – ось якоря а) б) Рис. 3. Параметры системы ПМ – обмотка в кольцевом преобразователе: 1 – дисковый ПМ;

2 – секция двух обмоток;

3 – диск якоря;

DПМ – диаметр ПМ;

Dк ср – диаметр среднего витка катушки (обмотки) возбуждения;

dK – диаметр сечения многовитковой обмотки;

в – зазор между обмоткой и ПМ, в = 1 мм;

– зазор между разнополярными полосами ПМ;

lп – длина непроизводительного участка провода между полукольцами соседних обмоток, lп = 2h +, h;

– толщина диска якоря, 3 мм;

+2 = 5,0 мм;

B3 – магнитная индукция [мТл] Внутренняя граница обмотки Величина магнитной индукции В3, мТл Средние линии обмоток для dk=6, 7, 8 мм dk=6 мм dk=7 мм dk=8 мм Расстояние Y, мм Рис. 4. Зависимость В3=f(Y) величины магнитной индукции В3 от расстояния Y до образующей ПМ над зазором между одноименными полюсами Приведенные на рис. 4 графики позволяют осуществить конструктивный расчет обмоток возбуждения статора для различных диаметров провода, вели чину тягового усилия двигателя и величину потребляемого тока, т. е. потреб ляемую мощность, на основе чего выбрать тип аккумуляторов, их емкость и рассчитать время между подзарядками.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. Афанасьева, Т. В. Исследования характеристик магнитного потока выпу чивания над зазором между кольцевыми постоянными магнитами с встречным расположением одноименных полюсов / Т. В. Афанасьева, Г. Ф. Афанасьев // Радиоэлектронная техника. Межвузовский сборник научных трудов. – Улья новск : УлГТУ, 2010. – С. 183-189.

2. Афанасьев, Г. Ф. Экспериментальные исследования магнитных сис тем на кольцевых постоянных магнитах с аксиальной намагниченностью / Г. Ф. Афанасьев, Т. В. Афанасьева // Радиоэлектронная техника. Межвузовский сборник научных трудов. – Ульяновск : УлГТУ, 2010. – С. 83-89.

3. Пат. РФ на полезную модель 101591, МПК Н02К 33/14 / Привод на по стоянных магнитах / Г. Ф. Афанасьев, Т. В. Афанасьева. (РФ);

заявитель и па тентообладатель Ульян. гос. тех. ун-т. – №2010132236/07;

Заявл. 30.07.10;

Опубл. 20.01.11, Бюл. №2.

4. Пат. РФ на полезную модель 94391, МПК Н02К 33/00 / Привод на посто янных магнитах / Г. Ф. Афанасьев, Т. В. Афанасьева. (РФ);

заявитель и патен тообладатель Ульян. гос. тех. ун-т. – №2009138887/22;

Заявл. 20.10.09.;

Опубл.

20.05.10, Бюл. №14.

5. Пат. РФ на полезную модель 10159, МПК Н02К 35/02 / Линейный элек трический генератор / Г. Ф. Афанасьев, Т. В. Афанасьева. (РФ);

заявитель и па тентообладатель Ульян. гос. тех. ун-т. – №2010132223/07;

Заявл. 30.07.10.;

Опубл. 20.01.11, Бюл. №2.

6. Пат. РФ на полезную модель 101881, МПК Н02К 35/02 / Линейный элек трический генератор / Г. Ф. Афанасьев, Т. В. Афанасьева. (РФ);

заявитель и па тентообладатель Ульян. гос. тех. ун-т. – №2010133194/07;

Заявл. 06.08.10;

Опубл. 27.01.11, Бюл. №3.

Афанасьев Геннадий Федорович, канд. техн. наук, доцент кафедры «Радиотехника»

Ульяновского государственного технического университета. Область научных интересов: сис темы радиотехники и связи, нетрадиционная энергетика. Е-mail: rt@ulstu.ru.

Афанасьева Татьяна Владимировна, студентка Ульяновского государственного тех нического университета. Область научных интересов: преобразователи энергии на постоян ных магнитах и измерение физических величин. Е-mail: rt@ulstu.ru.

2. ФИЗИЧЕСКИЕ ПРОЦЕССЫ В ЭЛЕМЕНТАХ И УСТРОЙСТВАХ РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ _ _ УДК 681.586. Н. М. Ключников, В. М. Стучебников, А. А. Устинов НЕКОТОРЫЕ СВОЙСТВА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ЧУВСТВИТЕЛЬНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ НА ОСНОВЕ СТРУКТУР КНС ДЛЯ ТЕНЗОПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ДАВЛЕНИЯ Рассматриваются характеристики полупроводниковых чувствительных элементов (ПЧЭ) на основе структур «кремний на сапфире» (КНС), которые являются основным эле ментом при производстве тензопреобразователей (ТП) механических величин. Исследовано влияние температуры на характеристики ПЧЭ и их стабильность во времени.

Открытие и всестороннее исследование тензорезистивного эффекта в по лупроводниковых материалах, в первую очередь кремнии, положили начало созданию нового типа тензорезисторных датчиков, характеризующихся высо кой чувствительностью, надежностью, малыми габаритами и высокопроизводи тельной технологией изготовления. Принципиально новые возможности в раз витии тензорезисторных датчиков на основе ПЧЭ открылись с разработкой и исследованием гетероэпитаксиальных структур типа «кремний на диэлектри ке». Из них наиболее изучена и технологически освоена в производстве струк тура «кремний на сапфире» – КНС, представляющая собой тонкий монокри сталлический слой кремния, выращенный на монокристаллической же сапфи ровой подложке с определенной кристаллографической ориентацией [1].

Структуры КНС как материал для ПЧЭ тензопреобразователей механиче ских величин обладают близкой к идеальной изоляцией элементов тензочувст вительной схемы сапфировой подложкой. Монокристаллический сапфир со храняет высокие упругие и диэлектрические характеристики вплоть до темпе ратур ~1000оС, что позволяет создавать на основе КНС высокотемпературные ТП различных механических величин, верхняя рабочая температура которых ограничена механическими свойствами кремния или характеристиками мате риалов, использованных в ТП [2].

Одним из направлений применения КНС является использование их в ТП давления [3]. На основе структур КНС в СССР был разработан комплекс датчиков теплоэнергетических параметров «Сапфир-22» [4];

в России большинство выпус каемых отечественных датчиков давления также базируется на структурах КНС.

Промышленная группа МИДА в течение более 20 лет разрабатывает и вы пускает большую номенклатуру тензопреобразователей и датчиков давления промышленного и специального назначения на основе структур КНС [5, 6]. По стоянно растущие требования потребителей к точности, стабильности характе ристик ТП и датчиков заставляет проводить детальные исследования факторов, влияющих на указанные параметры. Поскольку ПЧЭ являются важнейшим элементом ТП, то представляет интерес исследование свойств ПЧЭ, важных с точки зрения параметров ТП. К таким свойствам относятся, прежде всего, влияние температуры на характеристики ПЧЭ и их стабильность во времени.

Объект исследования и методика эксперимента. ПЧЭ для ТП давления мембранного типа представляет собой структуру КНС, на которой с помощью фотолитографии сформирована тензочувствительная схема, состоящая из тен зорезисторов, расположенных продольно и поперечно относительно радиуса мембраны. Обычно тензосхема представляет собой замкнутый мост с одинако выми начальными значениями сопротивлений продольных и поперечных тен зорезисторов и элементами балансировки моста. Типичный вид топологии ПЧЭ разных размеров показан на рис. 1.

1) 2) Рис. 1. Типичная схема ПЧЭ на основе КНС. Размеры ПЧЭ: 1 – 1010 мм, 2 – 55 мм Стандартная исходная толщина сапфировой подложки используемых структур КНС составляет 470 мкм, а слоя кремния – 0,6-0,7 мкм. Для использо вания в ТП давления толщина подложки ПЧЭ уменьшается шлифовкой диском со связанным алмазным абразивом. Электрический контакт с мостовой тензос хемой ПЧЭ осуществлялся алюминиевой лентой, которая ультразвуковой свар кой присоединялась к контактным площадкам ПЧЭ с одной стороны и к метал лическим выводам керамического коллектора – с другой. В процессе исследо ваний ПЧЭ находились в подвешенном состоянии на ленте. Керамический кол лектор крепился к металлической подложке, к которой также прикреплялась термопара KTL 011-0.7. Питание тензосхемы ПЧЭ осуществлялось напряжением постоянного тока, равным 5 В. Все измеряемые величины фиксировались систе мой сбора данных Agilent 34970A. Для обеспечения требуемых температурных режимов использовались электрошкаф «Снол» 3,5 и термокамера ТВТ-1.

Температурная зависимость выходного сигнала и сопротивления моста ПЧЭ. Одной из основных составляющих погрешности при преобразовании давле ния в выходной электрический сигнал является температурная зависимость выход ного сигнала (температурный дрейф – ТД) в отсутствие давления. На рис. 2 показа ны типичные температурные зависимости изменения выходного сигнала тензомо ста ПЧЭ двух различных типоразмеров в диапазоне температур от 20 до 300оС.

1.1 0. 1 0. 0. 0. 0. 0. 0. Uo, mV Uo, mV 0. 0. 0.5 0. 0. 0. 0. 0. 0. 0. 0 0. 0 50 100 150 200 250 300 0 50 100 150 200 250 а) T, oC б) T, oC Рис. 2. Температурный дрейф выходного сигнала ПЧЭ: а – 1010 мм;

б – 55 мм Из графиков видно, что ТД для ПЧЭ невелик. Учитывая, что типичные значения диапазона выходного сигнала ТП составляют 50-70 мВ при тех же 5 В питания, величина ТД для ПЧЭ равна 1,5-1,8% от диапазона для ПЧЭ 1010 мм и 0,5-0,7% для ПЧЭ 55 мм. (Типичное значение ТД для стандартных ТП в этом же диапазоне температур составляет 30-40% от диапазона).

Видно также, что прямой ход зависимости (при нагреве) отличается от об ратного (при охлаждении) и второй прямой ход не совпадает с первым. Таким образом, существует неоднозначность температурной зависимости выходного сигнала ПЧЭ, которая зависит от предыстории. Температурные зависимости сопротивления моста одинаковы для ПЧЭ обоих размеров (рис. 3).

Rm, % 0 50 100 150 200 250 T, oC Рис. 3. Температурная зависимость изменения сопротивления моста ПЧЭ Температурная зависимость сопротивления моста ПЧЭ хорошо описывает ся уравнением вида:

T R = R0 e где R0 – начальное значение сопротивления мостовой тензосхемы;

Т – темпера тура;

– дифференциальный температурный коэффициент сопротивления [3].

Температурный гистерезис. Неоднозначность температурных зависимо стей (рис. 2) позволяет говорить о существовании температурного гистерезиса (ТГ) выходного сигнала ПЧЭ. Величину ТГ можно характеризовать разностью значений выходного сигнала при одной и той же температуре после воздейст вия повышенной и пониженной температуры.

Были проведены измерения выходного сигнала ПЧЭ при циклически ме няющейся температуре. Для экспериментального исследования были взяты ПЧЭ типоразмера 1010 мм, которые подвергались температурным воздействиям по циклу (+30, -40, +30, +80, +30оС). Типичные результаты измерения изменения начального сигнала при 30оС после воздействия крайних температур цикла пока заны на рис. 4. Для всех исследованных ПЧЭ ТГ имел одинаковый знак, то есть после воздействия высокой температуры выходной сигнал имел большее значе ние, чем после воздействия низкой температуры. Кроме того, на некоторых ПЧЭ выходной сигнал монотонно изменялся от цикла к циклу, тогда как на других он оставался постоянным. Наблюдаемая нестабильность выходного сигнала объяс няет невоспроизводимость температурных зависимостей, рис. 2.

Рис. 4. Изменение выходного сигнала нешлифованных ПЧЭ (1010 мм) при 30оС при циклическом изменении температуры в диапазоне -40…+80)оС Измерения ТГ на различных ПЧЭ показали сильную зависимость ТГ от толщины подложки (рис. 5). Такая зависимость ТГ вероятнее всего связана с нарушением поверхностного слоя сапфира при его шлифовке. Глубина нару шенного слоя составляет тем большую часть общей толщины подложки, чем тоньше подложка ПЧЭ.

Рис. 5. Зависимость ТГ ПЧЭ (1010 мм) от толщины сапфировой подложки В ходе исследований выяснилось также, что величина ТГ имеет тенденцию к уменьшению при длительной выдержке. После воздействия крайних темпера тур величина выходного сигнала измерялась непосредственно после выхода на режим (30оС) и повторно через некоторое время (12-70 часов). Как выяснилось, ТГ становится меньше в основном за счет уменьшения при выдержке выходно го сигнала после воздействия высокой (+80оС) температуры (рис. 6). Уменьше ние ТГ при выдержке говорит о том, что напряжения, которые возникают в ПЧЭ, со временем релаксируют.

Рис. 6. Изменение выходного сигнала нешлифованного ПЧЭ (1010 мм) при выдержке при 30оС после воздействия крайних температур Конечно, такое явление как температурный гистерезис, является дополни тельной погрешностью при измерении давления. Однако в стандартной конст рукции ТП давления ПЧЭ напаивается на металлическую мембрану, изготавли ваемую обычно из титанового сплава. Измерения показали, что после пайки температурный гистерезис тензочувствительной схемы существенно уменьша ется (рис. 7). Это обстоятельство, во-первых, значительно улучшает метрологи ческие характеристики ТП и датчиков давления, и, во-вторых, дополнительно подкрепляет гипотезу о связи ТГ ПЧЭ с дефектами в сапфировой подложке, возникающими при механической обработке сапфира. По-видимому, при пайке микротрещины в сапфировой подложке залечиваются.

Рис. 7. ТГ свободных ПЧЭ и напаянных на титановую мембрану Стабильность ПЧЭ. Временная стабильность выходного сигнала является одним из значимых параметров ТП. Следует отметить: когда речь заходит о временной стабильности, необходимо уточнять, что под этим подразумевается.

Можно говорить о стабильности в нормальных условиях, о стабильности при фиксированной высокой или низкой температуре без подачи давления или при максимальном или меняющемся давлении, о стабильности в режиме хране ния и т. д. Очевидно, что в каждом случае изменение выходного сигнала со временем может быть различное.

С учетом возможностей создания на основе КНС ТП давления для измере ния сред с высокой температурой нами были проведены измерения стабильно сти выходного сигнала ПЧЭ при фиксированной высокой температуре с посто янной подачей питания. Экспериментальные данные приведены на рис. 8.

Как видно, во многих случаях выходной сигнал ПЧЭ достаточно нестаби лен;

причины этого не вполне ясны. Сопротивление же тензомоста со временем незначительно растет, имея тенденцию к насыщению. Возможно, это связано с переходом бора из поверхностного слоя кремния в защитный слой окисла. Мак симальный уход выходного сигнала при 280оС за 36 суток составляет 0,6-0,7% от типичного диапазона выходного сигнала ТП. Насколько такая нестабильность выходного сигнала ПЧЭ сохраняется после напаивания на металлическую мем брану ТП предстоит выяснить в дальнейших исследованиях.

0.2 0. 0.15 0. 0. 0. 0. Uo, mV 0. 0. Uo, mV 0.1 0. 0.15 0. 0. 0. 0. 0. 0. 0. 0. 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 б) Сутки Сутки а) 0. 0. 0. 0. 0. 0. 0. Rm, % Rm, % 0. 0. 0. 0. 0. 0.05 0. 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 Сутки Сутки в) г) Рис. 8. Временная зависимость изменения выходного сигнала ПЧЭ (а, б) и сопротивления мостовой схемы (в, г) при температуре 280оС.

а), в) ПЧЭ 1010 мм;

б), г) ПЧЭ 55 мм Таким образом, детальные исследования характеристик свободных ПЧЭ на основе структур КНС показали, что, несмотря на монкристаллическую структуру и сапфировой подложки, и слоя кремния, температурные характеристики ПЧЭ не достаточно стабильны. В частности, обнаружено явление температурного гистере зиса выходного сигнала тензочувствительной мостовой схемы ПЧЭ, величина ко торого зависит от толщины сапфировой подложки ПЧЭ. Вероятной причиной ТГ являются микротрещины, вносимые в поверхностный слой сапфировой подложки при механическом утонении ПЧЭ. При пайке ПЧЭ на металлическую мембрану ТП температурный гистерезис существенно уменьшается.

К сожалению, стабильность выходного сигнала тензосхемы ПЧЭ при вы сокой температуре оставляет желать лучшего. Кроме того, при длительной вы держке при температуре ~300оС изменяется сопротивление мостовой схемы (что приведет к дополнительной нестабильности выходного сигнала ТП и дат чика при питании тензомоста током, как это часто делается в датчиках давле ния на основе КНС). Изменение сопротивления, по-видимому, связано с диф фузией части бора из кремния в слой защитного окисла. Связана ли наблюдае мая нестабильность выходного сигнала также с дефектами сапфировой под ложки и уменьшится ли она при пайке ПЧЭ на металлическую мембрану ТП, предстоит выяснить в дальнейшем.

Данные проведенных исследований показывают, что для построения дат чиков давления высокотемпературных сред предпочтительно использовать ПЧЭ малых размеров с мостовой тензочувствительной схемой, питаемой по стоянным напряжением.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. Папков, В. С. Эпитаксиальные кремниевые слои на диэлектрических подложках и приборы на их основе / В. С. Папков, М. Б. Цыбульников. – М. :

Энергия, 1979. – 88 с.

2. Стучебников, В. М. Разработка полупроводниковых чувствительных элементов на основе КНС для высокотемпературных тензопреобразователей давления / В. М. Стучебников, В. И. Суханов, В. В. Хасиков. – М. : Московский Дом научно-технической пропаганды имени Ф. Э. Дзержинского, 1983. – 55 с.

3. Стучебников, В. М. Структуры КНС как материал для тензопреобразо вателей механических величин / В. М. Стучебников // Радиотехника и электро ника, 2005. – Том 50. – №6. – С. 678-696.

4. Кенингсберг, В. Л. Комплекс полупроводниковых тензорезисторных измерительных преобразователей «Сапфир» / В. Л. Кенингсберг, В. М. Стучеб ников, В. И. Сердюков и др. // Измерительная техника. – 1978. – №10. – С. 84.

5. Бушев, Е. Е. Серия микроэлектронных датчиков давления МИДА / Е. Е. Бушев, О. Л. Николайчук, В. М. Стучебников // Датчики и системы. – 2000. – №1. – С. 21-27.

6. Бушев, Е. Е. Серия общепромышленных датчиков МИДА-13П / Е. Е. Бушев, О. Л. Николайчук, В. М. Стучебников // Датчики и системы. – 2004. – №6. – С. 48.

Ключников Николай Михайлович, аспирант Ульяновского государственного уни верситета, инженер ЗАО «МИДАУС». Область научных интересов: микроэлектронные уст ройства и системы. E-mail: knm@midaus.com.

Стучебников Владимир Михайлович, доктор технических наук, профессор, гене ральный директор ЗАО «МИДАУС». Область научных интересов: микроэлектронные уст ройства и системы, полупроводниковые элементы и структуры. E-mail: vms@midaus.com.

Устинов Алексей Андреевич, аспирант Ульяновского государственного университе та, инженер ЗАО «МИДАУС». Область научных интересов: микроэлектронные устройства и системы. E-mail: ahsel@bk.ru.

_ _ _ УДК 681.7. И. В. Злодеев, О. В. Иванов СПЕКТРЫ ПРОПУСКАНИЯ ВОЛОКОННОГО ИНТЕРФЕРОМЕТРА ПРИ ИЗГИБЕ Исследован волоконно-оптический интерферометр, основанный на взаимодействии между модами сердцевины и оболочки, связь между которыми происходит на стыке двух во локон, имеющих несогласованные профили основной моды. Интерферометр Маха-Цандера образуется вставкой отрезка одномодового волокна с рабочей длиной волны 630 нм между двумя стандартными волокнами. Измерены спектры пропускания волоконных интерферо метров различных длин при изгибе интерферометра. В спектрах пропускания наблюдаются провалы, положение которых по длине волны зависит от кривизны волокна.

Волоконно-оптические интерферометры представляют большое значение для многих приложений. В частности, они применяются в датчиках благодаря их высокой чувствительности к различным физическим параметрам. Один из типов волоконных интерферометров – интерферометры Маха-Цандера, осно ванные на интерференции основной моды сердцевины с другими модами серд цевины или одной из мод оболочки.

В таких интерферометрах вторая мода возбуждается посредством передачи энергии из основной моды на некотором дефекте волоконной структуры, таком, например, как длиннопериодная решетка [1], или на стыке стандартного одно модового волокна с многомодовым волокном [2]. Комбинация двух таких де фектов при наличии отрезка волокна между ними образует интерферометр. Та кие интерферометры используются в качестве фильтров [1], датчиков натяже ния [2, 3], температуры [4], изгиба [5] и др.

В данной работе исследуется новый волоконно-оптический интерферо метр, основанный на взаимодействии между модами сердцевины и оболочки, связь между которыми происходит на стыке двух волокон, имеющих несогла сованные профили моды сердцевины [6]. Использованы два типа одномодовых волокон, имеющих различные рабочие длины волн: одно – стандартное волокно SMF-28 с рабочей длиной волны 1550 нм и другое – волокно SM630 с рабочей длиной волны 630 нм. Второе волокно имеет сердцевину меньшего диаметра и является одномодовым на длинах волн свыше 612 нм. Вставкой отрезка волок на SM630 между двумя стандартными волокнами образуется интерферометр Маха-Цандера. Измеряются спектры пропускания волоконного интерферометра для различных изгибов отрезка волокна с малой сердцевиной.

ИНТЕРФЕРОМЕТР НА ОСНОВЕ ВОЛОКОН С НЕСОГЛАСОВАННЫМИ СЕРДЦЕВИНАМИ Для измерения спектра пропускания интерферометра использовалась сле дующая экспериментальная установка: свет широкополосного источника запуска ется в стандартное волокно SMF-28 фирмы Corning ( rco 4, 2 мкм, 0,36%, NA=0,14, cutoff 1260 нм). Используя обычный аппарат для сварки оптических во локон, это волокно стыкуется с волокном SM630 фирмы 3M Specialty Optical Fibre ( rco 1,975 мкм, 0,325%, NA=0,12, cutoff 612 нм), сердцевина которого имеет намного меньший диаметр, и которое имеет рабочую длину волны 630 нм. Отрезок последнего волокна длиной L снова сваривается со стандартным волокном, другой конец которого выводится на спектральный анализатор (рис. 1).

Рис. 1. Схема интерферометра Волоконная структура, включающая отрезок волокна SM630 и соседст вующие участки стандартного волокна, была зафиксирована изначально вдоль прямой линии. Начальная длина отрезка волокна SM630 составляла 22,5 см.

Таким образом, волоконный интерферометр образуется отрезком волокна с малой сердцевиной между волокнами со стандартной сердцевиной. В точке первой сварки основная мода стандартного волокна входит в волокно с малой сердцевиной, основная мода которого имеет больший диаметр по сравнению с основной модой стандартного волокна. Больший диаметр основной моды свя зан с более слабым направлением моды меньшей сердцевиной. Энергия, вхо дящая в волокно, распределяется между основной модой, модами оболочки и излучательными модами. Возбужденные в волокне моды распространяются с различными постоянными распространения до второй точки сварки. В этой точке каждая из мод преобразуется в моды стандартного волокна и какую-то часть своей энергии передает в моду сердцевины. Здесь вклады от различных мод интерферируют между собой вследствие различных фазовых набегов, по лученных при распространении по отрезку волокна с малой сердцевиной.

В измеренных спектрах пропускания созданного интерферометра наблю даются провалы шириной в десятки нанометров и осцилляции шириной в не сколько нанометров. Для того, чтобы удалить указанные множественные ос цилляции, которые возникают при интерференции оболочечных мод высоких порядков, отрезок волокна был окрашен черной краской. В результате спектр пропускания интерферометра стал более гладким без многочисленных интер ференционных пиков и провалов. Кроме того, в области выше 1400 нм наблю дались сильные потери.

СПЕКТРЫ ПРОПУСКАНИЯ ПРИ ИЗГИБЕ ИНТЕРФЕРОМЕТРА После получения спектров для прямого интерферометра измерялись спектры пропускания при увеличении кривизны отрезка волокна SM630. Эти спектры по казаны на рис. 2.

а б Рис. 2. Спектры интерферометра при изменении радиуса кривизны волокна от бесконечности до 7 см (а) и от 6 до 4,5 см (б) Как видно из рисунка, в интерферометре без изгиба присутствует четко выраженный основной провал на длине волны 1190 нм. При увеличении кри визны волокна этот провал смещается в длинноволновую область и его глубина растет. Спектр пропускания в области длин волн выше 1400 нм остается прак тически без изменений. При радиусе кривизны волокна меньше 10 см в корот коволновой части спектра появляется новый провал. Его амплитуда растет, и он, также как и первый провал, смещается в сторону больших длин волн.

На рис. 3 показаны зависимости длин волн двух провалов в спектре про пускания интерферометра в зависимости от кривизны волокна. Видно, что за висимости близки к линейным, а наклоны соответствующих аппроксимацион ных кривых практически совпадают.

Для того, чтобы проверить зависимость спектральных характеристик ис следуемого интерферометра от размера интерферометра, были проведены из мерения, аналогичные уже выполненным, с меньшими длинами волокна SM630. Для этого волоконная схема разрывалась в месте сварки, волокно с ма лой сердцевиной укорачивалось на несколько сантиметров и снова сваривалось со стандартным волокном. Спектры интерферометров меньших длин проявля ют те же особенности, что и спектры интерферометра начальной длины. На тех же длинах волн наблюдаются широкие провалы, положение которых не зависит от длины интерферометра. Амплитуда провалов, как правило, становится меньше для интерферометров меньшей длины.

Рис. 3. Изменение двух резонансных длин волн интерферометра при увеличении радиуса кривизны волокна Как было показано ранее [6], при уменьшении длины увеличивается пери од мелких осцилляций в спектре, которые, однако, в нашем случае не наблюда лись по причине наличия поглощающей краски на поверхности волокна.

На рис. 4 приведены примеры спектров пропускания интерферометра дли ной 20,5 см и нескольких радиусов кривизны волокна. В спектрах до 1350 нм присутствуют несколько выраженных провалов. Для длин волн свыше 1400 нм интерферометр практически не пропускает излучение. Из рисунка видно, что при увеличении кривизны волокна (уменьшении радиуса кривизны) происхо дит одновременное смещение провалов в сторону длинных волн.

- R=12 см R=10 см, м- Кривизна волокна, R= 9 см - - - 1100 1200 1300 1400 Длина волны, нм, Рис. 4. Спектры пропускания интерферометра длиной 20,5 см для трех радиусов кривизны Для анализа смещений спектра был выбран наибольший провал и измерено положение его минимума при постепенном увеличении кривизны волокна. Резуль таты измерений приведены на рис. 5. Зависимость положения пика от кривизны близка к линейной (с наклоном 10,8 нм·м) до значений кривизны 10 м–1.

10,8 нм м Длина волны, нм, 0 2 4 6 8 10 12 14 16 - Кривизна, - волокна, м Рис. 5. Изменение резонансной длины волны интерферометра длиной 20,5 см при увеличении радиуса кривизны волокна Аналогичные измерения были проведены для интерферометра с длиной базы 9,5 см (рис. 6). Наклон линейной аппроксимирующей зависимости в этом случае равен 11,8 нм·м. Из полученных результатов следует, что скорость сме щения провалов увеличивается при уменьшении базы интерферометра, однако, данный факт требует дополнительного исследования. Интерес также представ ляет исследование влияния ориентации изгиба на величину смещения провалов.

11,8 нм м волны, нм, Длина 0 5 10 - волокна, м-1, Кривизна Рис. 6. Изменение резонансной длины волны интерферометра длиной 9,5 см при увеличении радиуса кривизны волокна Выводы. Измерены спектры пропускания волоконного интерферометра основанного на вставке отрезка волокна с малой сердцевиной, одномодового на длине волны 630 нм, между стандартными волокнами при изгибе волокна.

В спектрах пропускания наблюдаются провалы, связанные с интерференцион ным взаимодействием мод оболочки и сердцевины. Показано, что при увеличе нии кривизны отрезка волокна происходит смещение провалов интерферометра в длинноволновую область и увеличение их амплитуды. Скорость смещения провалов увеличивается при уменьшении длины интерферометра. Обнаружен ное смещение резонансов может быть использовано при создании датчика изгиба.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. Dong X., Su L., Shum P., Chung Y., and Chan C.C., Opt. Commun. 258, 159–163 (2006) 2. Liu Y. and Wei L., Appl. Opt. 46, 2516–2519 (2007) 3. Kumar D., Sengupta S., and Ghorai S.K., Meas. Sci. Technol. 19, art. no.

065201 (2008) 4. Chen T.-J., Opt. Lett. 29, 2852–2854 (2004) 5. Frazo O., et al., Opt. Lett. 31, 2960–2962 (2006) 6. Ivanov O.V., Opt. Comm. 282, 3895–3898 (2009) Злодеев Игорь Алексеевич, аспирант Ульяновского государственного университета.

Область научных интересов: нелинейная и волоконная оптика.

Иванов Олег Витальевич, доктор физико-математических наук, старший научный со трудник Ульяновского филиала Института радиотехники и электроники им. В. А. Котельникова РАН. Область научных интересов: нелинейная и волоконная оптика. E-mail: ufire@mv.ru.

_ _ _ _ _ УДК 681.518. В. И. Смирнов, В. А. Сергеев, А. А. Гавриков КОМПЬЮТЕРНОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ КИНЕТИКИ НАГРЕВА СВЕТОДИОДОВ ГАРМОНИЧЕСКОЙ ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНО МОДУЛИРОВАННОЙ МОЩНОСТЬЮ Путем компьютерного моделирования исследована кинетика процесса нагрева светодио дов мощностью, широтно-импульсно модулированной по гармоническому закону. Это позволи ло провести анализ различных режимов их нагрева при реализации спектрального метода изме рения теплового сопротивления светодиодов. Произведена оценка влияния на точность и чувст вительность метода таких параметров, как период следования греющих импульсов, частота и коэффициент модуляции, количество греющих импульсов за период модуляции.

Полупроводниковые светодиоды в настоящее время находят широкое применение, начиная от источников освещения и заканчивая системами пере дачи информации. Их эффективность излучения и скорость деградации сильно зависят от температуры активной области кристалла. Параметром, определяю щим температуру p-n перехода в светодиоде, является тепловое сопротивление T RT, (1) P где P – рассеиваемая в светодиоде электрическая мощность;

Т – соответст вующее изменение температуры перехода относительно корпуса или окру жающей среды. Поэтому для контроля качества выпускаемых светодиодов и светодиодной продукции необходимы измерения их теплового сопротивления.

Несмотря на важность и актуальность данной задачи, отечественные средства измерений теплового сопротивления серийно не производятся.

За рубежом для контроля тепловых параметров полупроводниковых изде лий с p-n переходами получил распространение стандарт JESD51-1 [1], заклю чающийся в подаче на диод постоянной мощности и измерении отклика на это воз действие – температуры p-n перехода Tп(t) в процессе нагрева до достижения ста ционарного состояния. Температура определяется на основе измерения температу рочувствительного параметра (ТЧП), в качестве которого используется прямое па дение напряжения на диоде при малом измерительном токе. Анализ такой переход ной характеристики Tп(t) позволяет определить компоненты полного теплового со противления, соответствующие отдельным слоям структуры или элементам конст рукции диода, по которым распространяется тепловой поток.

Альтернативой данному методу является спектральный метод [2], реализо ванный в виде автоматизированного прибора [3]. В отличие от стандарта JESD51-1 в данном методе на светодиод подается переменная мощность, изме няющаяся по гармоническому закону. Изменение мощности происходит путем широтно-импульсной модуляции (ШИМ) греющих импульсов тока, а именно, при постоянном периоде следования импульсов их длительность tи изменяется по гармоническому закону (2) tи = tиср (1+ а sin t), где tи ср – средняя длительность импульсов;

а – коэффициент, определяющий глубину модуляции греющей мощности (отношение разности максимальной и минимальной длительностей к периоду следования);

– циклическая частота модуляции. В паузах между импульсами для определения температуры p-n пе рехода измеряется ТЧП – прямое напряжение на светодиоде при малом измери тельном токе, существенно меньшем греющего тока. Определив амплитуды пе ременных составляющих температуры и греющей мощности на частоте моду ляции и используя (1), можно вычислить и тепловое сопротивление светодиода.

Производя измерения при различных частотах модуляции греющей мощности, можно, как и в стандарте JESD51-1, определить вклад отдельных компонентов в полное тепловое сопротивление.

На точность и чувствительность метода влияют режимы нагрева, а именно период следования импульсов, их средняя длительность и коэффициент моду ляции, а также частота модуляции. Для определения оптимальных режимов на грева необходимы исследования влияния указанных выше параметров. Данная задача решалась с помощью компьютерного моделирования кинетики нагрева светодиода мощностью, широтно-импульсно модулированной по гармониче скому закону.

В основе построения модели лежит принцип теплоэлектрической анало гии, который широко используется при анализе тепловых процессов, происхо дящих в полупроводниковых приборах при протекании через них электриче ского тока [4]. Согласно теплоэлектрической аналогии, процессы распростра нения тепла по пути «активная область кристалла – кристаллодержатель – кор пус прибора – радиатор – окружающая среда» происходят аналогично электри ческим процессам в схеме замещения, представляющей собой совокупность по следовательно соединенных RC-цепочек. Поток тепла аналогичен электриче скому току, протекающему по звеньям схемы замещения, электрический по тенциал является аналогом температуры. Каждому из слоев структуры или элементов конструкции светодиода, по которым распространяется поток тепла от источника к окружающей среде, соответствует своя RC-цепочка. Электри ческое сопротивление k-й RC-цепочки является аналогом теплового сопротив ления RTk k-го элемента конструкции, электрическая емкость – аналог теплоем кости CTk;

постоянная времени k-й цепочки k=RTk·CТk – аналог тепловой посто янной k-го элемента конструкции.

Упрощенная конструкция светодиода представлена на рис. 1 а. Там же показаны компоненты полного теплового сопротивления, включающие в себя сопротивления «p-n переход – монтажная пластина» RТп-пл, «монтажная пласти на – радиатор» RТпл-р и «радиатор – среда» RТр-ср. Через Тп, Тпл, Тр и Тср обозна чены, соответственно, температуры p-n перехода, пластины, радиатора и окру жающей среды;

Р – греющая мощность. Схема замещения изображенного на рис. 1 а светодиода, содержащая 3 звена и называемая тепловой моделью по Фостеру или тепловой моделью в приведенных параметрах, представлена на рис. 1, б. Анализ тепловых процессов с использованием теплоэлектрической аналогии с некоторыми допущениями, связанными с пренебрежением оптиче ской мощностью излучения и конвективными потоками тепла через боковую поверхность структуры, применим и к полупроводниковым светодиодам.

а) б) Рис. 1. Упрощенная конструкция светодиода (а) и его тепловая модель (б) Пусть светодиод нагревается последовательностью импульсов тока, дли тельность которых изменяется по гармоническому закону (2). Для определения изменений температуры на всех элементах конструкции светодиода представим его в виде n-звенной тепловой модели и найдем изменение потенциала на всех RC-цепочках при заданном токе (аналоге теплового потока). Расчеты показы вают, что при постоянном периоде следования и скважности греющих импуль сов температура на k-м элементе Тk(t) на интервале греющего импульса будет определяться выражением [5]:

Tk ( t ) P R Tk (1 e t / k ) Tkmin e t / k, (3) где Тkmin – температура k-го элемента в момент времени, соответствующем фронту греющего импульса. Для 1-го импульса этот момент времени соответ ствует началу нагрева t = 0 и Тkmin(0) = Тср представляет собой начальную тем пературу светодиода до его разогрева. Для произвольного i-го греющего им пульса температура Тkmin рассчитывается с учетом процессов нагрева и остыва ния от предшествующих (i–1) импульсов и пауз (рис. 2).

Рис. 2. Кинетика нагрева k-го элемента конструкции светодиода при рассеиваемой мощности с широтно-импульсной модуляцией В момент окончания произвольного i-го греющего импульса температура Тk(t) примет максимальное значение Тkmax, равное (4) Tkmax = P RTk (1 - e-tи / k )+Tkmin e-tи / k, где Tkmin – температура k-го элемента на фронте i-го импульса.

На интервале паузы между греющими импульсами, когда выделения мощ ности в светодиоде нет, происходит процесс его остывания, и температура k-го элемента будет изменяться согласно выражению Tk ( t ) Tkmax e t / k. (5) В момент окончания паузы tп (в момент включения следующего импульса) тем пература примет минимальное значение Tkmin:

Tk ( t ) Tkmin Tkmax e t / k. (6) Особенностью моделирования кинетики нагрева светодиода является то, что длительность греющих импульсов и пауз между ними не остается постоянной, а изменяется по гармоническому закону (2). Алгоритм расчета изменения темпера туры k-го элемента конструкции светодиода заключается в следующем. В начале по формулам (3) и (5) с учетом (4) и (6) рассчитывается зависимость Тk(t) на пер вом периоде следования Тсл греющих импульсов. Величина Тkmin при этом при нимается равной температуре окружающей среды. Это позволяет рассчитать тем пературу Тkmin для следующего периода следования. Далее вычисляются новые значения длительности tиi греющего импульса и паузы tпi по формулам 2i tиi = tи ср (1+ а sin ) tпi = Т сл - tиi.

N где индекс i соответствует номеру греющего импульса;

tи ср – средняя длитель ность импульсов;

а – коэффициент модуляции греющей мощности;

N – коли чество импульсов на периоде модуляции.

Полученные значения tи и tп подставляются в выражения (4) и (6), что дает возможность рассчитать зависимость Тk(t) на втором и последующих периодах следования греющих импульсов. Для определения температуры p-n перехода относительно корпуса или окружающей среды производится суммирование Тk(t) по всем элементам конструкции (звеньям тепловой модели светодиода):

n Tп (t) = Т ср + Tk (t). (7) k= Задачей моделирования является проверка корректности способа измере ния теплового сопротивления светодиодов, основанного на его нагреве ШИМ мощностью, изменяющейся по гармоническому закону, а также исследование влияния на точность и чувствительность метода таких параметров, как период следования греющих импульсов, частота и коэффициент модуляции, количест во греющих импульсов за период модуляции. При моделировании необходимо также учесть, что измерение температуры перехода производится не в момент окончания греющего импульса, а с временной задержкой, необходимой для за вершения переходных электрических процессов, возникающих при переключе нии светодиода из режима разогрева в режим измерения ТЧП (около 10 мкс).

Это приводит к некоторой погрешности определения теплового сопротивления светодиода, которую в рамках модели можно оценить.

Интерфейс программы моделирования кинетики нагрева светодиода гар монической ШИМ мощностью представлен на рис. 3. С его помощью можно задать параметры греющих импульсов (частоту модуляции, период следования, амплитуду переменной составляющей длительности), а также параметры мо дели светодиода (тепловые сопротивления звеньев и их тепловые постоян ные). В соответствии с заданными параметрами программа производит расчет суммарного изменения температуры модели, определяет амплитуду перемен ной составляющей температуры и на основании полученных значений произво дит расчет теплового сопротивления.

Для проверки корректности способа и оценки влияния различных факто ров на точность измерения по заданным параметрам модели (RTk и k ) и цикли ческой частоте модуляции производился теоретический расчет RT согласно выражению 2 n R Tk n R Tk k RT, k 11 2 k11 (8) k k ~ которое получается в результате вычисления модуля теплового импеданса R Tk для n-звенной модели светодиода n R Tk ~ RT.

k 11 j k Моделирование производилось для двухзвенной модели, имеющей пара метры: RT1=10 К/Вт;

1=500 мкс;

RT2=20 К/Вт;

1=1000 мкс. Частота модуляции греющей мощности выбиралась из диапазона от 10 до 500 Гц;

период следова ния – из диапазона от 80 до 200 мкс;

мгновенная мощность Р = 1 Вт.

Рис. 3. Интерфейс программы моделирования кинетики нагрева светодиодов гармонической ШИМ мощностью Расчет температуры p-n перехода Тп(t) производился по формулам (3) – (6) с учетом (7). В качестве примера на рис. 3 в нижнем окне показан график зави симости Тп(t), имеющий пилообразный характер. В процессе моделирования для каждого греющего импульса определялся момент времени достижения мак симальной температуры Тmax, после чего через 10 мкс определялась температу ра перехода, которая и использовалась для последующего вычисления первой гармоники колебаний температуры и теплового сопротивления двухзвенной модели. Результаты расчета RT как функции периода следования импульсов при нескольких значениях частоты модуляции представлены на рис. 4, а. Амплиту да переменной составляющей длительности импульсов равна 30 мкс. На графике кружками отмечены результаты моделирования, сплошными прямыми – ре зультаты теоретического расчета по формуле (8). Видно, что оба способа расче та теплового сопротивления для двухзвенной модели дают примерно одинако вые результаты, отклонение не превышает 3%. Это свидетельствует о корректно сти способа измерения теплового сопротивления светодиодов, основанного на нагреве гармонической ШИМ мощностью.


а) б) Рис. 4. Зависимость теплового сопротивления (а) и размаха колебаний температуры p-n перехода (б) от частоты следования греющих импульсов Чувствительность метода измерения теплового сопротивления светодиодов определяется размахом переменной составляющей температуры перехода ~ T Tmax Tmin при единичной рассеиваемой мощности Р. На рис. 4 б приведены ~ результаты расчета T как функции периода следования импульсов при различной частоте модуляции греющей мощности. Эти результаты показывают, что чувстви тельность метода резко уменьшается с ростом частоты модуляции греющей мощ ности. Так, при периоде следования импульсов Тсл=100 мкс на частоте модуляции ~ 10 Гц размах температуры перехода T составляет 18 К, а на частоте модуляции 500 Гц – менее 7 К. С уменьшением периода следования при постоянной амплитуде колебаний длительности импульсов чувствительность метода возрастает.

Ограничивающими факторами, не позволяющими существенно уменьшить период следования греющих импульсов, является частота синхронизации мик роконтроллера, формирующего последовательность импульсов с гармониче ской ШИМ;

быстродействие АЦП, который осуществляет аналого-цифровое преобразование напряжения на светодиоде, изменяющемся в небольшом диа пазоне (единицы и десятки милливольт);

необходимость ожидания заверше ния переходных электрических процессов, вызванных переключением свето диода из режима нагрева в режим измерений. Например, при использовании типового 8-разрядного микроконтроллера с частотой синхронизации 16 МГц и 16-разрядного АЦП с временем преобразования 10 мкс реализуемый минималь ный период следования импульсов составляет около 100–120 мкс.

Представленные результаты моделирования получены при постоянной ам плитуде колебаний длительностей, которая принималась равной 0 = 30 мкс. Сред няя длительность импульсов при этом tи ср = Т сл / 2. Исследуем влияние величины 0 на точность и чувствительность метода при постоянном периоде следования Тсл = 120 мкс. Результаты моделирования зависимости RT от 0 представлены на ~ рис. 5 а, а зависимости размаха колебаний температуры T от 0 – на рис. 5, б.

Сплошными линиями на рис. 5, а показаны теоретические значения RT, рассчи танные по формуле (8). Видно, что на всех частотах модуляции греющей мощно сти величина 0 не влияет на значения RT, полученные в рамках модели.

~ Зависимость размаха колебаний температуры T (рис.5б), характеризующе го чувствительность метода измерений RT от 0, носит линейный характер: с уве личением 0 растет и Т. Поэтому при реализации метода для фиксированных значений периода следования Тсл и средней длительности греющих импульсов целесообразно задавать максимально возможную амплитуду колебаний длитель ности греющих импульсов 0. Ограничивающим фактором здесь является то, что длительность паузы между греющими импульсами, в течении которой произво дится измерение ТЧП, не может быть меньше определенной величины, примерно равной 30 мкс. Минимальная длительность греющих импульсов также ограниче на, поскольку микроконтроллеру необходимо измерить напряжение на светодиоде в середине греющего импульса, одновременно исключив влияние выбросов на его фронте, записать информацию в массив и подготовиться к следующему приходу импульса. Для типового 8-разрядного микроконтроллера с частотой синхрониза ции 16 МГц это примерно составляет 20-30 мкс. Поэтому при Тсл =120 мкс, tср = мкс и коэффициенте модуляции а = 0,5 максимальное значение амплитуды коле баний длительности греющих импульсов примерно равно 30-40 мкс.

Рис. 5. Зависимость теплового сопротивления (а) и размаха колебаний температуры p-n перехода (б) от амплитуды колебаний длительности греющих импульсов Измерение теплового сопротивления отдельных полупроводниковых слоев или элементов конструкции светодиода, имеющих малые значения тепловой постоянной, требует относительно высокой частоты модуляции греющей мощ ности (до тысячи герц). Поскольку период следования импульсов составляет величину около 100–120 мкс, то за один период модуляции микроконтроллер может сгенерировать ограниченное количество греющих импульсов. Например, при fмод =1000 Гц и Тсл =120 мкс это количество равно 8. При таком небольшом количестве импульсов возрастает погрешность определения амплитуды пере менной составляющей температуры p-n перехода и, как следствие, теплового сопротивления светодиода. На рис. 6 представлена зависимость погрешности определения теплового сопротивления RT от количества греющих импульсов n за один период модуляции при Тсл =120 мкс.

Погрешность RT вычислялась согласно выражению RT - RTтеор RT = 100%, RTтеор где теоретическое значение теплового сопротивления RTтеор рассчитывалось по формуле (8).

Рис. 6. Зависимость погрешности определения теплового сопротивления от количества греющих импульсов за период модуляции (Тсл = 120 мкс) Представленные на рис. 6 результаты моделирования позволяют сделать вы вод о том, что при допустимой погрешности 2% количество импульсов за период модуляции не должно быть меньше 14. Как показали исследования, эту погреш ность можно существенно уменьшить, если для вычисления амплитуды перемен ной составляющей температуры использовать дискретное преобразование Фурье.

Особенностью анализируемого метода измерения теплового сопротивле ния светодиодов является то, что, изменяя частоту модуляции греющей мощно сти, можно измерить спектральную зависимость теплового сопротивления с ха рактерными пологими участками, на которых величина RT практически не из меняется. Каждый такой участок спектра соответствует определенному слою полупроводниковой структуры или элементу конструкции светодиода. Поэтому представляет интерес получить спектральную зависимость в рамках модели (изменяя частоту модуляции греющей мощности) и сравнить ее с теоретиче ской зависимостью RT(), полученной с использованием формулы (8).

Результаты такого моделирования представлены на рис. 7. На графике кружками отмечены значения RT, полученные в рамках модели, сплошная ли ния – результат расчета по формуле (8). Видно, что совпадение результатов мо делирования с теоретическим расчетом хорошее. Если не учитывать результат моделирования на частотах 700 и 750 Гц, при которых начинает проявляться влияние малого количества греющих импульсов на период модуляции, то откло нение не превышает 3%.

Рис. 7. Зависимость теплового сопротивления от частоты модуляции греющих импульсов для двухзвенной модели (Тсл = 120 мкс) Таким образом, анализ результатов компьютерного моделирования тепло вых процессов в светодиодах, нагреваемых широтно-импульсно модулирован ной мощностью, изменяющейся по гармоническому закону, позволяет сделать следующие выводы.

1. Метод измерения теплового сопротивления светодиодов, основанный на использовании гармонической ШИМ мощности, обладает погрешностью на уровне 3%, причем эта величина не зависит от периода следования греющих импульсов, изменяющемся в диапазоне 80–200 мкс.

2. Чувствительность метода зависит от частоты модуляции греющей мощ ности и периода следования греющих импульсов. Она уменьшается с ростом частоты модуляции и возрастает с уменьшением периода следования при по стоянной амплитуде колебаний длительности импульсов. При использовании типовых микроконтроллеров и АЦП минимальный период следования может составить величину порядка 100–120 мкс.

3. При постоянном периоде следования греющих импульсов чувствитель ность метода прямо пропорциональна амплитуде колебаний длительности греющих импульсов. Для типовых микроконтроллеров и АЦП при периоде следования 120 мкс реализуемая максимальная длительность греющих импуль сов составляет 40 мкс.

4. При высокой частоте модуляции на точность измерений оказывает влияние количество греющих импульсов за один период модуляции. При до пустимой погрешности 2% и периоде следования 120 мкс количество импульсов за период модуляции не должно быть меньше 14. Это влияние можно существен но уменьшить, если для вычисления амплитуды переменной составляющей тем пературы использовать дискретное преобразование Фурье.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. ГОСТ 19656, 18-84. Диоды полупроводниковые СВЧ. Методы измерения теплового сопротивления переход-корпус и импульсного теплового сопротивления.

2. Викулин, И. М. Физика полупроводниковых приборов / И. М. Викулин, В. И. Стафеев. – М. : Сов. радио, 1980. – С. 51.

3. Сергеев, В. А. Микропроцессорный измеритель теплового сопротивле ния полупроводниковых диодов / В. А. Сергеев, В. И. Смирнов, А. А. Гавриков и др. // Известия вузов. Электроника. – 2009. – №4. – С. 84-86.

4. Сергеев, В. А. Методы и средства измерения тепловых параметров по лупроводниковых приборов и интегральных схем / В. А. Сергеев // Электронная промышленность. – 2004. – №1. – С. 45-48.

5. Давидов, П. Д. Анализ и расчет тепловых режимов полупроводниковых приборов / П. Д. Давидов. – М. : Энергия, 1967. – С. 100-116.

6. IC Thermal Measurement Method – Electrical Test Method (Single Semicon ductor Device) EIA/JEDEC JESD51-1 standard// www.jedec.org/download/ search/jesd51-1.pdf.

7. Пат. РФ № 2402783, G01R 31/26. / Способ измерения теплового импе данса полупроводниковых диодов / В. А. Сергеев, В. И. Смирнов, В. В. Юдин и др. – Опубл. 27.10.10. – Бюл. №30.

8. Сергеев, В. А. Измеритель теплового импеданса полупроводниковых диодов с широтно-импульсной модуляцией греющей мощности / В. А. Сергеев, В. И. Смирнов, А. А. Гавриков и др. // Промышленные АСУ и контроллеры. – 2010. – №3. – С. 45-47.

9. Аронов, В. Л. Исследование и испытание полупроводниковых приборов / В. Л. Аронов, Я. А. Федотов. – М. : Высшая школа, 1975. – 325 с.

10. Тугов, Н. М. Полупроводниковые приборы / Н. М. Тугов, Б. А. Глебов, Н. А. Чарыков. – М. : Энергоатомиздат, 1990. – 576 с.

Смирнов Виталий Иванович, доктор технических наук, профессор кафедры «Проек тирование и технология электронных средств» Ульяновского государственного технического университета. Область научных интересов: автоматизация измерительных средств. E-mail:


svi@ulstu.ru.

Сергеев Вячеслав Андреевич, доктор технических наук, доцент, директор УФИРЭ им.

В. А. Котельникова РАН;

заведующий базовой кафедрой «Радиотехника, опто- и наноэлек троника» УлГТУ. Область научных интересов: токораспределение и теплофизические про цессы в полупроводниковых приборах и интегральных микросхемах. E-mail: sva@ulstu.ru.

Гавриков Андрей Анатольевич, аспирант Ульяновского государственного техниче ского университета. Область научных интересов: автоматизация измерительных средств.

E-mail: pites@ulstu.ru.

_ _ _ _ УДК 621.313. Т. В. Афанасьева, Г. Ф. Афанасьев ОПТИМИЗАЦИЯ СТАТОРНЫХ ОБМОТОК ДВИГАТЕЛЕЙ НА ПОСТОЯННЫХ МАГНИТАХ ПО КОНСТРУКТИВНЫМ, СИЛОВЫМ И ЭЛЕКТРИЧЕСКИМ ПАРАМЕТРАМ Приведены результаты ориентировочных расчетов главных параметров двигателей на ПМ с рядом возможных вариантов исполнения статорных обмоток возбуждения, позволяю щих оптимизировать их по основным характеристикам.

Необходимые характеристики электрических двигателей на постоянных магнитах (ПМ) могут быть достигнуты как выбором типов и числа ПМ якоря, так и выбором форм, конструктивных параметров (диаметр провода, числа витков), числа и схемы соединения обмоток возбуждения, от которых зави сят такие эксплуатационные характеристики, как тяговые усилия и их нерав номерность, потребляемый ток, продолжительность непрерывной работы между подзарядками и др.

Форма статорных обмоток двигателя однозначно определяется конструк цией дискового якоря с кольцеобразной магнитной системой с парами встречно расположенных без зазора чередующихся одноименных северных и южных по люсов ПМ, размещенных по окружности диска якоря [1, 2]. Секции обмоток в виде двух полуколец, соединенных последовательно и симметрично располо женных по обеим сторонам диска якоря, закрепленных в корпусе статора, охва тывают дисковые ПМ по их образующим и, таким образом, пересекающихся с силовыми линиями радиальных магнитных потоков над стыками ПМ. Вид кон струкции двухрядной секции обмоток приведен на рис. 1.

Экспериментальные исследования при изготовлении образцов отдельных секций обмоток возбуждения и предварительные расчеты их конструктивных и электрических параметров показали, что для экспериментального макета двига теля на ПМ для инвалидных кресел–колясок с числом секций ПМ от 24 до 30 и их параметрами D = 3040 мм и h = 78 мм, где D – внешний диаметр диска ПМ, а h – высота диска, обмотки возбуждения могут быть выполнены проводом марки ПЭЛ 1 с диаметрами от 0,68 до 1 мм.

В табл.1 приведены расчетные данные двигателя на 28 секциях ПМ, с D = 40 мм, h = 7 мм каждого из 56 магнитов, достижимые при одном ряде обмоток.

Тяговые усилия рассчитывались с учетом активной длины провода обмоток, потребляемый ток – с учетом полной длины провода, включающей длину пере мычек между полукольцами каждой секции.

Рис. 1. Конструкция секций статорных обмоток возбуждения:

1 – ПМ якоря;

2 – секция первого ряда обмоток;

3 – секция второго ряда обмоток;

4 – перемычка между полукольцами секции (АВ);

а – ширина обмотки;

в – высота намотки обмотки;

– зазор между образующей ПМ и полукольцами секций обмотки;

АА+ВВ = lа – активная длина провода витка одной обмотки;

Rср – средний радиус обмотки Магнитная индукция определялась по экспериментальным зависимостям, полученным при выполнении предыдущих этапов, а длины проводов – по дли не среднего витка.

Как видно из таблицы 1, позиции 1, 2, 3, 4, 5, 10 и 12 не могут быть рекомен дованы по причине больших токов потребления;

позиции 11, 13 практически рав ноценны. Позиция 9 требует значительного числа витков, хотя при поперечных габаритах катушек 86 мм, 60 витков – укладываются в проем для обмоток, но увеличение высоты намотки приводит к попаданию среднего (расчетного) вит ка в магнитное поле с меньшей В, следовательно, по технологическим сообра жениям приемлемыми являются позиция 7 и 8. Вместе с тем, при выбранной для расчетов площади сечения обмотки 85 мм наиболее приемлемым и целе сообразным представляется вариант 7-й позиции, как по технологическим со ображениям, так и по расходу энергии аккумуляторов.

Таблица Расчетные параметры двигателя на ПМ при одном ряде обмоток и U =12 В, В =0,13 Тл № Wв Fдост Iпотр Рпотр Fмах.возм. Примечание п/п [Н] [А] [Вт] [Н] пр Iпотр[А] 1 45/0,68 60 11,2 132 74 / 14 Возможен форсаж 2 55/0,68 58,8 6,66 80 55,8 / 6, 3 60/0,68 60 8,4 98 74 / 10,4 Возможен форсаж 4 70/0,68 60 6,8 82 71 / 8 Возможен форсаж 5 35/0,86 60 7 84 60 / 6 45/0,86 60 5,6 67 60 / 5, 7 50/0,86 60 5 60 60 / 8 55/0,86 60 4,5 55 60 / 4, 9 60/0,86 60 4,5 55 60 / 4,5 При В = 120 мТл 10 40/0,96 60 6,34 76 76 / 8 Возможен форсаж 11 45/0,96 60 5,6 67 76 / 7,2 Возможен форсаж 12 40/1,07 60 6,34 76 92 / 10 Возможен форсаж 13 45/1,07 60 5,6 67 92 / 8,6 Возможен форсаж Позиции с возможностью форсажа привлекательны, особенно позиция 13, которая позволяет использовать кратковременные режимы, в случае необходи мости преодолевать значительные углы подъема (до 20 и более градусов). Та кие случаи могут быть редкими, поэтому целесообразно выбирать малозатрат ные реализации, обеспечивающие максимальную продолжительность функцио нирования по времени, с максимальным временем между необходимостью под зарядки батарей. С этих позиций целесообразно применять трехрядные обмотки (адекватны трем фазам), которые обеспечивают меньшие изменения тяги во вре мени [3], но требуют увеличения тока потребления. В некоторых случаях трех рядные обмотки не могут быть уложены (размещены) в определенных габаритах или при их реализации потребуется увеличение высоты намотки обмоток, что, в свою очередь, приведет к недопустимому расчетному значению индукции.

В проекте диаметр провода, число витков и габаритные значения в сечении выбраны исходя из достижения необходимых силовых и электрических пара метров двигателя с 28 секциями ПМ (см. эпюры сил и потребляемых токов в зависимости от угла поворота якоря – рис. 2).

Как видно из эпюр (при прямом ходе), коммутация токов в обмотках должна осуществляться в момент времени (или угла поворота) после прохож дения обмоток каждого ряда нейтральных положений, т. е. когда обмотки нахо дятся строго над стыковыми плоскостями одноименных полюсов, когда тан генциальные составляющие сил отсутствуют (такие положения для 1–го и 2–го ряда обмоток чередуются). При переходе к нейтральным положениям тяговое усилие двигателя уменьшается и может быть недостаточно для трогания с мес та. Однако при двух независимых двигателях (по двигателю на каждое колесо – как запланировано) момент совпадения нейтральных положений в обоих двига телях маловероятен и общее тяговое усилие будет больше, чем необходимо для трогания с места.

Приведенные в табл. 1 данные по п.п. 6…13 получены при последователь но – параллельном включении обмоток в ряду (14 секций – последовательно и 214 – параллельно).

Опираясь на расчетные данные конструктивных характеристик обмоток возбуждения статора для наиболее предпочтительных вариантов, были из готовлены две секции (в секции – два полукольца) обмоток из провода мар ки ПЭЛ 1, диаметром 0,86 мм и числом витков – 50. Габаритные размеры в сечении обмоток 86 мм с укладкой по ширине 9 витков в 6 слоев. С уче том средней активной длины витка, равной 13 см, активная длина провода одной секции для 50 витков составляет 6,5 м. Эта величина учитывалась при расчете тяговой силы F, создаваемой одной секцией обмоток: Fс = 0,13 Тл · 6,5 м. · I А [Н].

При расчете электрических характеристик – сопротивления и потребляе мого тока – использовалась полная длина провода секции с учетом перемычек между полукольцами. Полная длина одного витка – 22 см. Полная длина про вода одной секции l = 0,22·50=11 м. Полное сопротивление одного ряда обмо ток R = (0,031 Ом/м) · 11 м · 28 = 9,55 Ом, при этом максимальный ток при их последовательном соединении будет I = 12 B/9,55 Ом = 1,25 A. При таком токе достижимое тяговое усилие будет недостаточным Fд = 0,13· 6,5·28·1,25 = 29,5 Н. В связи с этим секции соединяются последовательно – параллельно (14 с + 14 с). При таком соединении общее сопротивление ряда обмоток Rряд = 2,89 Ом, а ток, потребляемый от батареи I = 5А (в каждой секции I = 2,5 А).

Исходя из этого достижимое тяговое усилие (тангенциальная составляю щая) F = 0,13· 6,5·28·2,5 = 59 Н, что является достаточным.

С целью возможности подтверждения результатов теоретических расче тов были проведены экспериментальные исследования на паре секций ста торных обмоток, практически выполненных на проводе 0,86 мм и с W = 50 В.

В качестве ПМ были взяты (в виду отсутствия запланированных) магниты кольцевого типа с диаметром 50 мм и охваченные по окружности полуколь цами обмоточных секций с активной длиной 6,5 м, а магнитная индукция пу тем набора ПМ была достигнута расчетной. В эксперименте измерялась сила тяги (тангенциальная составляющая) в зависимости от тока в двух секциях обмоток возбуждения.

Рис. 2. Эпюры сил тяги и потребляемого тока Измерения проводились с помощью школьного динамометра и откалибро ванным экспериментальным лабораторным динамометром на основе спираль ной пружины. Отсчет проводился в двух положениях ПМ (секции обмоток за креплены на основании «статора») – в средней точке такта – Fср (один такт со ответствует повороту ротора на 12,8°) и в точке максимальной силы отталкива ния – Fмах при значениях тока 1;

1,5;

2;

2,5 А. Данные, усредненные по 10 изме рениям, сведены в табл. 2, по которым построены зависимости достижимых значений Fср = f(I) и Fмах = f(I).

Таблица Результаты измерения F= f(I) № I [А] Fср [Н] Fмах [Н] Fдостиж. ср [Н] Fдостиж. мах [Н] п/п (2 с) (2 с) (28 с) (28 с) 1 1 1,136 1,62 15,9 22, 2 1,5 1,7 2,35 23,8 32, 3 2 2,28 3,30 31,92 46, 4 2,5 2,86 4,06 40,04 56, Как видно из последнего графика (рис. 3), наблюдается близкая аналогия с данными на рис. 2.

Рис. 3. Зависимость максимально достигаемого усилия тяги двигателя (Nпм = 28) в среднем положении обмоток (между секциями ПМ) и положении максимального отталкивания Полученные результаты позволяют сделать заключение, что разработан ный эскизный проект двигателя реален в исполнении и применении для пере движения инвалидных кресел–колясок.

Результаты экспериментальных исследований пары секций статорных об моток оказались достаточно близкими к расчетным данным (табл. 1) по одному из главных параметров – тяговому усилию при допустимом токе потребления, что позволяет сделать заключение о реальности практического исполнения дви гателя с выбранными комплектующими и возможности его применения для ин валидных кресел–колясок.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. Пат. РФ на полезную модель 82955, МПК7 Н02К 21/24, Н02К 21/12 / Электрическая машина / Г. Ф. Афанасьев, Т. В. Афанасьева ;

заявитель и патен тообладатель Ульян. гос. тех. ун-т. – Опубл. 10.05.2009, Бюл. №13. – заявлено 31.10.2008, №2008143577/22.

2. Патент РФ на полезную модель 82954, МПК Н02К 21/24, Н02К 21/12. / Электрическая машина / Г. Ф. Афанасьев, Т. В. Афанасьева ;

заявитель и патен тообладатель Ульян. гос. тех. ун-т. – Опубл. 10.05.2009, Бюл. №13. – заявлено 31.10.2008, №2008143576/22.

3. Патент РФ на полезную модель 87635, МПК А63С 17/12. / Приводное устройство для передвижных средств / Г. Ф. Афанасьев, Т. В. Афанасьева ;

зая витель и патентообладатель Ульян. гос. тех. ун-т. – Опубл. 20.10.2009, Бюл. №29. – заявлено 03.03.2009, №2009107719/22.

Афанасьева Татьяна Владимировна, студентка Ульяновского государственного технического университета. Область научных интересов: преобразователи энергии магнит ных полей в нетрадиционной энергетике. E-mail: rt@ulstu.ru.

Афанасьев Геннадий Федорович, кандидат технических наук, доцент кафедры «Ра диотехника» Ульяновского государственного технического университета. Область научных интересов: преобразователи энергии в нетрадиционной энергетике. E-mail: rt@ulstu.ru.

_ _ _ _ _ _ УДК 621.313. Г. Ф. Афанасьев, Т. В. Афанасьева ОПТИМИЗАЦИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЭНЕРГИИ НА ПОСТОЯННЫХ МАГНИТАХ ПО КОЭФФИЦИЕНТУ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ВЗАИМОДЕЙСТВУЮЩИХ ДЕТАЛЕЙ Приведены результаты исследования конструктивных решений линейных преобразова телей энергии на постоянных магнитах по критерию максимального коэффициента исполь зования их активных элементов.

Известно, что при большом числе функциональных элементов в любом из делии возможны различные варианты их конструктивных решений. Это отно сится и к таким преобразователям, как линейные электрические двигатели и ге нераторы на постоянных магнитах (ПМ) [1-4]. Актуальность оптимизации кон структивных решений таких преобразователей, которые могут быть использо ваны в качестве приводных средств инвалидных кресел-колясок, диктуется не обходимостью достижения требуемых электрических и силовых характеристик при минимальных габаритах, весе и стоимости.

Анализ пространства возможного размещения безредукторных преобразо вателей на ПМ в инвалидных креслах-колясках показал: учитывая предвари тельные ориентировочные расчеты конструктивных особенностей линейных электрических преобразователей на ПМ, массу якоря каждой секции (она не менее 1 кг), длину корпуса каждой секции (не менее 20 см), амплитуду пере мещения якоря при его возвратно поступательном движении (около 10 см), длину шатуна (не менее 16...18 см), передающего движение якоря на коленвал, который непосредственно связан с осью ведущего колеса (колесо крепится на носке коленвала), предпочтительным в пространстве является вертикальное размещение приводов обоих колес. В двигателях с линейными электрическими преобразователями каждый преобразователь выполняет роль поршня в двига теле внутреннего сгорания (ДВС). В отличие от однопоршневых ДВС, в кото рых крайние положения преодоляются за счет инерции маховика, в линейных электрических двигателях, которые являются медленными, применение махо вика бессмысленно, поэтому он должен содержать, как минимум, два преобра зователя, кинематическая схема которых приведена на рис. 1, которые через шатуны связаны с коленвалом, два колена которого расположены под углом 90° друг к другу. Когда один преобразователь находится в одном из крайних поло жений, вращение обеспечивается вторым преобразователем.

На рис. 2 приведены графики изменения крутящих моментов на оси веду щего колеса, создаваемых за счет потребляемой мощности и массы (веса) яко рей преобразователей в статике при различных положениях коленвала (поло жения I-IX) для кинематической схемы рис. 1.

В динамике к составляющим сил крутящих моментов, учтенных на рис. 2, прибавятся моменты за счёт сил инерции якорей, которые зависят от скорости вращения коленвала (ведущего колеса). Из графиков на рис. 2 видно, что резуль тирующий крутящий момент на оси коленвала за один оборот (позиция II-VI) колеблется в широких пределах от Мкрmax до Мкрmin, разница между которыми может достигать до 50% от Мкрmax. Такая разница приведет к тряске (вибрации) двигателя и кресла-коляски в целом по вертикали и по скорости движения.

Рис. 1. Структура развернутой кинематической схемы движителя с двумя электрическими линейными преобразователями на ПМ с поворотом на 90°: 1 – коленвал;

2 – корпус преобразователя на ПМ;

3 – якорь на ПМ;

4 – катушка возбуждения;

5 – шатун;

6 – ось якоря Снижение вибраций можно достичь увеличением числа преобразователей и выбором фазового сдвига между ними, что позволило бы минимизировать изменение крутящего момента.

На рис. 3 схематически представлен движитель из трех линейных преоб разователей на ПМ на одно колесо. Указанные на рис. 3 габаритные размеры получены расчётным путем с использование результатов экспериментальных исследований и являются ориентировочными.

На рис. 4 приведены эпюры крутящих моментов для схемы на рис. 3. Ана лиз графиков показывает, что Мкрmax – Мкрmin не превосходит 14%. Это значи тельно ниже, чем при двух преобразователях. Однако увеличение мощности при ведет к росту веса якоря за счет необходимого увеличения числа ПМ, что, в свою очередь, усилит вибрации по вертикали. Это является крайне нежелательным эф фектом по сравнению с пульсациями по скорости, откуда можно сделать вывод, что отсутствие вибраций по вертикали за счет возвратно-поступательного движе ния массы якорей преобразователей можно взять за один из критериев при выборе их оптимального конструктивного решения.

Рис. 2. Эпюры крутящих моментов:

1, 2 – Мкр левого и правого по схеме на рис.1 преобразователей при их вертикальном положении;

3 – сумма Мкр для двух преобразователей без учета влияния сил тяжести якорей;

4, 5 – М'кр, создаваемый силой тяжести якорей;

6 – результирующий крутящий момент;

I – IX – положения коленвала при его вращении Но критериями оптимизации могут служить и ряд других параметров, та кие как объем, вес, сложность технологии изготовления, стоимость, электриче ские параметры и другие.

Рис. 3. Схематическое представление движителя на одно колесо кресла-коляски:

1 – ведущее колесо;

2 – коленвал;

3 – шатуны;

4 – корпус преобразователя;

5 – обмотка возбуждения;

6 – якорь с ПМ;

7 – ось преобразователя;

8 – преобразователи;

9 – границы занимаемых объемов Следует иметь ввиду, что линейные преобразователи на ПМ могут быть выполнены двух типов (см. рис. 5).

Рис. 4. Эпюры крутящих моментов 3-х преобразователей: 1, 2, 3 – Мкр, создаваемые за счет мощности источника питания;

4, 5, 6 – М'кр, создаваемые силами тяжести якорей;

7 – эпюра результирующего крутящего момента а) Кик = б) Ким = Рис. 5. Типы линейных преобразователей на ПМ:

1 – катушка возбуждения;

2 – якорь из набора ПМ;

lм – активная длина преобразователя;

lx – ход якоря при его челночном перемещении в челночном состоянии;

hк,hм – длина катушки возбуждения (а) и якоря (б);

Кик, Ким – коэффициенты использования катушки и магнитов Оба типа равноценны по тяговому усилию F при его постоянстве в преде лах хода якоря (2lx) и по потребляемой мощности, если источник подключается в схеме (а) только к активной части витков катушки lm, а последнее обуславли вает усложнение электронных блоков коммутации, что приводит к разнице в цене, в весе и др.

Критериями оптимизации могут быть коэффициенты использования вит ков катушки Кuк и Кuм (коэффициент использования магнитов (рис. 5));

их мак симальное значение равно единице. Но при этом линейный преобразователь вырождается в линейный преобразователь, замкнутый в кольцо, который при нято называть кольцевым или карусельного типа, процессы преобразования, в котором те же, что и в развернутом в линию преобразователе. Ввиду выше из ложенного оптимальный выбор конструктивного решения преобразователя на ПМ с встречными одноименными полюсами целесообразно осуществить, проанализировав их качественные характеристики.

Выбор оптимальной конструкции преобразователя на ПМ по качест венным характеристикам.

Начальным условием при оптимизации является заданное тяговое усилие, создаваемое преобразователем.

Качественные показатели определяются ниже следующими факторами.

1. Занимаемый объем двигателя на одно ведущее колесо: предварительные расчеты показали, что движитель с линейными преобразователями по сравне нию с кольцеобразным вариантом занимает объем в 1,2-1,5 раза больше.

2. Универсальность движителя по возможному месту установки. Анализ показал, что в связи с соответствующей формой занимаемого объема движи тель на линейных преобразователях может быть установлен только сзади спин ки кресла-коляски с диаметром ведущих колес 30-35 см, а на кольцеобразных преобразователях – под сиденьем кресла с колесами любых диаметров.



Pages:     | 1 || 3 | 4 |   ...   | 7 |
 





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.