авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:     | 1 | 2 || 4 | 5 |   ...   | 7 |

«Межвузовский сборник «Радиоэлектронная техника» 2010 г. МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение ...»

-- [ Страница 3 ] --

3. Коэффициент использования массы активных материалов (магнитов и обмоток). Коэффициент использования массы активных материалов у линей ных преобразователей меньше единицы, а у кольцевых – равен единице.

4. Общее число комплектующих деталей, определяющие стоимость изделия.

5. Вес двигателя. Ввиду вышеобозначенных факторов (п. 3,4) движитель на линейных преобразователях в весе проигрывает адекватному двигателю на кольцевых преобразователях.

6. Уровень вибраций, неизбежно сопровождающих движители в рабочем положении. Линейные преобразователи при работе сопровождаются вибрация ми по вертикали (за счет возвратно-поступательного перемещения якорей) и вибрациями по скорости. При работе кольцевых преобразователей (с хорошо выполненной балансировкой якоря) вибрация по вертикали отсутствует.

7. Обеспечение устойчивости против опрокидывания при езде по неровностям.

8. Удельный «вес» электронного оборудования.

9. Возможность рекуперации энергии. Линейные преобразователи, ввиду малых скоростей перемещения катушек индуктивности (они же катушки воз буждения) в магнитном поле ПМ не могут функционировать как генераторы.

Кольцевые преобразователи в этом отношении являются обратимыми.

10. Отношение выходной мощности к занимаемому объему и весу Pвых, где Рвых – выходная мощность;

V – занимаемый объем движителя;

m K= Vm – масса движителя.

11. Сложность технологии изготовления. Все детали движителя на линей ных преобразователях могут выполняться на автоматизированном оборудова нии. Сложность конфигурации обмоток возбуждения кольцевых преобразова телей [5] требует ручного труда (на данном этапе развития техники).

12. Стоимость изделия. Стоимость основных комплектующих (постоянных магнитов и медного провода) примерно одинакова. Разницу в стоимости техно логии изготовителя оценить пока проблематично. Линейные преобразователи на ПМ с радиальной намагниченностью по качественным показателям практи чески такие же, как и на ПМ с осевой намагниченностью. Оценки выше пред ставленных качественных показателей сведены в табл. 1.

Таблица Качественные показатели преобразователей на ПМ №№ п.п.

Результаты 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 Тип показ.

преобразования Линейный –––––––––– ± ± – преобразователь на ПМ ± Кольцевой ++++++++++ ± ± + преобразователь на ПМ± + – предпочтения;

± – неопределенность.

Из табл. 1. видно, что по широкому ряду параметров предпочтительным является линейный преобразователь, замкнутый в кольцо, т. е. преобразователь дискового или карусельного типа.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. Патент РФ на полезную модель 101879, МПК Н02К 33/12 / Привод на постоянных магнитах / Г. Ф. Афанасьев, Т. В. Афанасьева ;

заявитель и патен тообладатель Ульян. гос. тех. ун-т. – Опубл. 27.01.2011. Бюл. №3. – заявлено 30.07.2010, №2010132238/07.

2. Патент РФ на полезную модель 101591, МПК Н02К 33/14 / Привод на постоянных магнитах / Г. Ф. Афанасьев, Т. В. Афанасьева ;

заявитель и патен тообладатель Ульян. гос. тех. ун-т. – Опубл. 20.01.2011. Бюл. № 2. – заявлено 30.07.2010, №2010132236/07.

3. Патент РФ на полезную модель 82958, МПК Н02К 35/02 / Линейный электрический генератор / Г. Ф. Афанасьев, Т. В. Афанасьева ;

заявитель и па тентообладатель Ульян. гос. тех. ун-т. – Опубл. 10.05.2009. Бюл. №13. – заявле но 31.10.2008, №2008143578/22.

4. Патент РФ на полезную модель 101881, МПК Н02К 35/02 / Линейный электрический генератор / Г. Ф. Афанасьев, Т. В. Афанасьева ;

заявитель и па тентообладатель Ульян. гос. тех. ун-т. – Опубл. 27.01.2011. Бюл. №3. – заявлено 06.08.2010, №2010133194/07.

5. Патент РФ на полезную модель 87635, МПК А63С 17/12 / Приводное устройство для передвижных средств / Г. Ф. Афанасьев, Т. В. Афанасьева ;

зая витель и патентообладатель Ульян. гос. тех. ун-т. – Опубл. 20.10.2009. Бюл.

№29. – заявлено 03.03.2009, №2009107719/22.

Афанасьев Геннадий Федорович, кандидат технических наук, доцент кафедры «Ра диотехника» Ульяновского государственного технического университета. Область научных интересов: преобразователи энергии в нетрадиционной энергетике. E-mail: rt@ulstu.ru.

Афанасьева Татьяна Владимировна, студентка Ульяновского государственного тех нического университета. Область научных интересов: преобразователи энергии магнитных полей в нетрадиционной энергетике. E-mail: rt@ulstu.ru.

3. МЕТОДЫ И СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЙ В РАДИОЭЛЕКТРОНИКЕ УДК 621.3. В. Н. Рогов, А. В. Ульянов УСТРОЙСТВО ИЗМЕРЕНИЯ ЦВЕТНОСТИ СВЕТОДИОДОВ Описывается схема устройства, позволяющего получить косвенную зависимость цвет ности светодиода от его нагрева. Устройство спроектировано на базе двухкомпонентной мо дели распознавания цвета. Основным преимуществом данного прибора является применение импульсного режима, что позволит повысить чистоту эксперимента из-за уменьшения влия ния температурных изменений спектрального состава излучения СИД.

Известно, что при работе светодиода происходит значительный нагрев его активной области, что приводит к изменению ряда его характеристик и пара метров [1]. В частности, установлен факт изменения цветности излучения све тодиода при увеличении его температуры [2]. В настоящей работе описывается схема устройства, позволяющего проанализировать изменение цветности све тодиода в зависимости от длительности его свечения и величины тока, проте кающего через светодиод, т. е. устройства, позволяющего получить косвенную зависимость цветности светодиода от его нагрева.

Устройство спроектировано на базе двухкомпонентной модели распозна вания цвета, позволяющей достаточно эффективно различать цвет монохрома тических излучений. В этом случае алгоритм обработки сигналов U1 и U2 с фо топриемников будет осуществляться в соответствии с формулой [3]:

U ln U x D, (1) C 2 1 и D 1 2 – постоянные величины, не зависящие от длины где C 2(1 2 ) волны излучения.

Рассмотрим техническую реализацию данного принципа. Для этого фор мулу (1) перепишем в виде:

ln U1 ln U 2 D.

x C Структурная схема, реализующая алгоритм обработки сигнала, представ лена на рис. 1.

ФП1 ОУ АЦП ЛП ЭМП1 КК УУ ВУ ПК И СД КК ЭМП2 КК МК ФП2 ОУ АЦП ЛП Рис. 1. Структурная схема устройства для измерения координат цветности В состав прибора входят: два фотоприемника (ФП), операционный усили тель (ОУ), микроконтроллер (МК), индикатор (И), коммутирующий ключ (КК), два электромагнитных привода (ЭМП1 и ЭМП2), два коммутирующих ключа для (КК1 и КК2) для управления ЭМП1 и ЭМП2 соответственно и светодиод (СД).

В состав МК входят: аналогово-цифровой преобразователь (АЦП), логарифми рующий преобразователь (ЛП), вычитающее устройство (ВУ), преобразователь кода (ПК) и устройство управления (УУ).

При включении прибора устройство УУ подает сигнал на КК1, включая ЭМП1. При включении ЭМП1 светодиод перемещается в положение напротив первого фотоприемника. Далее УУ подает сигнал КК, включая СД. Время све чения СД задается оператором. По истечении времени свечения светодиода УУ включает АЦП, в емкости которого начинает накапливаться усиленный сигнал с ФП1. Время заряда емкости составляет около 20 мкс. Следовательно, время свечения СД не может быть менее 20 мкс. После заряда емкости происходит отключение АЦП и СД. Далее сигнал в цифровой форме поступает на ЛП и ре зультат сохраняется в памяти микроконтроллера. Затем УУ подает сигнал на КК2, перемещая светодиод ко второму ФП. Затем по описанному выше порядку происходит измерение сигнала со второго ФП. После окончания измерения сигнала с ФП2 сигналы в цифровой форме поступают на вычитающее устрой ство. Результат вычислений преобразуется в код семисегментного индикатора и выводится на дисплей.

Принципиальная схема устройства представлена на рис. 3.

В принципиальной схеме, представленной на рис. 2, в качестве фотопри емников используются фотодиоды, работающие в фотогальваническом режиме.

Выбор элементов был связан с высоким быстродействием фотодиода. В фото гальваническом режиме (короткого замыкания) фотодиод генерирует ток, зна чение которого прямо пропорционально освещенности [4], т. е. выбор режима связан, прежде всего, с линейной зависимостью тока от освещения, что приво дит к меньшим ошибкам при измерении цветности.

Рис. 2. Принципиальная схема измерителя координат цветности Усилитель выполнен на микросхеме малошумящего операционного усили теля К157УД2. Такая схема включения усилителя (рис. 2) обеспечивает преоб разование входного тока фотодиода в выходное напряжение. Цепь R2, R3, R обеспечивает установку нуля на выходе операционного усилителя при отсутст вии входного сигнала. Коэффициент усиления задается резисторами R12, R6, R10 и подбирается таким образом, чтобы уравнять реакцию фотоприемников на их освещение. Питание на операционные усилители подается от стабилизиро ванного источника питания со средней точкой на 12 В. Подключение фотодио да к усилителю осуществляется экранированным проводом.

В качестве МК используется PIC18F187A. Микросхема имеет встроенный десятиразрядный АЦП. Задающий тактовый генератор выполнен на кварцевом резонаторе и имеет тактовую частоту 8 МГц. Кварцевая стабилизация обеспе чивает высокую стабильность частоты и высокое быстродействие микрокон троллера, что особенно важно при измерении коротких импульсов.

Коммутирующий ключ (КК), который управляет работой светодиода, вы полнен на биполярном транзисторе, основным критерием при выборе транзи стора является его быстродействие. Питание СД осуществляется напряжением 5 В от стабилизированного источника. Резистор R1 позволяет регулировать ток светодиода, что дает возможность проанализировать влияние величины тока светодиода на его цветность.

Разработанное устройство по своим техническим параметрам таким, как точность измерений, не будет уступать иностранным аналогам. Основным пре имуществом данного прибора является применение импульсного режима, что позволит повысить чистоту эксперимента из-за уменьшения влияния темпера турных изменений спектрального состава излечения СИД, а также проанализи ровать эти изменения.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. Schanda Janos. LED photometry and colorimetry. – Электронный ресурс :

http://www.knt.vein.hu/staff/schandaj/SJCV-Publ-2005/523.pdf.

2. Schanda J, Muray K, Krnicz B: LED colorimetry. Proc. AIC Conference, Rochester, 2001.

3. Сергеев, В. А. Определение погрешности метода измерения цвета / В. А. Сергеев, В. Н. Рогов, А. В. Ульянов // Материалы VII-й научно практической конференции «Вопросы проектирования и эксплуатации радио технических систем». – Ульяновск : УлГТУ, 2011. – С. 87-89.

4. Щербаков, В. И. Электронные схемы на операционных усилителях:

справочник // В. И. Щербаков, Г. И. Грездов. – Киев : Технiка, 1983.

Рогов Виктор Николаевич, кандидат технических наук, профессор, декан Радио технического факультета Ульяновского государственного технического университета.

Область научных интересов: преобразование и измерение электрических и оптических сигналов. E-mail: rtf@ulstu.ru.

Ульянов Александр Владимирович, аспирант Ульяновского государственного тех нического университета. Область научных интересов: электрорадиоизмерения, автоматиза ция измерений. E-mail: rtf@ulstu.ru.

_ УДК 621.3. В. А. Сергеев, В. И. Смирнов, И. В. Фролов, А. А. Широков АВТОМАТИЗИРОВАННАЯ УСТАНОВКА ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ВОЛЬТ-ФАРАДНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК СВЕТОИЗЛУЧАЮЩИХ ДИОДОВ Приведена структурная схема установки с микроконтроллерным управлением для ав томатизированного измерения вольт-фарадных характеристик светодиодов с использовани ем преобразования емкости в частоту.

Метод вольт-фарадных характеристик (ВФХ) является важным инструмен том при исследовании характеристик светоизлучающих диодов (СИД): он позво ляет определять величину контактного потенциала, градиент концентрации при меси, концентрацию дефектов и положение их энергетических уровней на границе раздела материалов и ряд других параметров [1]. Для выявления «тонких» осо бенностей структуры СИД кроме обеспечения малой погрешности измерения тре буется высокая чувствительность аппаратуры – порядка 10-14…10-13 Ф [2].

Для измерения ВФХ СИД авторами разработана автоматизированная уста новка, в основе работы которой лежит принцип преобразования измеряемой емко сти в частоту колебаний автогенератора с LC контуром [3] (рис. 1).

Рис. 1. Структурная схема установки для измерения вольт-фарадных характеристик СИД Задание режима измерения, синхронизацию работы блоков, входящих в со став установки, анализ измерительной информации и обмен данными с компью тером через порт RS232 осуществляет микроконтроллер ATmega 128. Для зада ния напряжения смещения на исследуемом СИД в диапазоне от 0 до 5 В исполь зуется внешний 12-разрядный ЦАП MAX 5352. Светодиод включается непо средственно в контур LC автогенератора, в качестве которого используется стандартный автогенератор измерителя L и С Е7-9. Подача смещения на СИД производится через развязывающий дроссель, предназначенный для исключения влияния цепи задания режима на автогенератор. Измерение частоты колебаний автогенератора осуществляет электронно-счетный частотомер Ч3-34. Активный фильтр нижних частот, собранный на операционном усилителе AD822, выделяет постоянную составляющую напряжения, действующего на СИД.

Для управления автоматизированной установкой разработана программа CV_Characteristic. Интерфейс программы представлен на рис. 2.

Рис. 2. Пользовательский интерфейс программы CV_Characteristic Программа позволяет задавать нижний и верхний пределы измерения, шаг измерений, фиксирует общее число и номер текущего измерения, строит график ВФХ в режиме реального времени. Результаты измерений автоматиче ски сохраняются в текстовый файл с расширением.txt в заданную директорию.

В программе предусмотрена работа с сохраненными файлами, в частности, по строение графика зависимости приращения емкости от напряжения С(U).

Работу установки для измерения ВФХ СИД поясняют временные диаграм мы (рис. 3).

Рис. 3. Временные диаграммы работы измерительной установки По сигналу запуска программа CV_Characteristic пересылает в микроконт роллер значения нижнего и верхнего пределов, шага измерения и временной за держки tЗ. На вход цифро-аналогового преобразователя от микроконтроллера поступает код начального смещения. На выходе ЦАП формируется напряжение Uвых ЦАП, которое через развязывающий дроссель подается на контролируемый СИД. Напряжение с выхода автогенератора Uвых АГ поступает на частотомер, и, спустя время задержки tЗ, необходимое для завершения переходных процессов, производится измерение частоты колебаний. С цифрового выхода частотомера Ч3-34 код частоты колебаний автогенератора поступает в микроконтроллер ATmega 128. Одновременно с процедурой измерения частоты осуществляется процедура измерения напряжения смещения на светодиоде. При этом активный ФНЧ отфильтровывает переменную составляющую напряжения и подает по стоянное напряжение на встроенный АЦП микроконтроллера – Uвх АЦП. По скольку встроенный АЦП имеет 10 разрядов, повышение точности достигается за счет многократного усреднения результатов измерений. По окончании цикла измерения контроллер пересылает в компьютер данные о текущем номере из мерения, напряжении смещения UСМ и частоте колебаний автогенератора fX.

Программа CV_Characteristic принимает указанные параметры и осущест вляет пересчет значения частоты автогенератора в емкость светодиода по сле дующей формуле:

f C Х 0 1 С К С П, (1) f Х где f0 – частота колебаний автогенератора без исследуемого СИД;

fХ – изме ренная частота колебаний автогенератора с подключенным СИД;

CK – емкость LC контура автогенератора;

СП – паразитная емкость монтажа.

После построения точки на графике вольт-фарадной характеристики пер вый цикл измерений заканчивается. Процесс измерения повторяется до тех пор, пока текущее напряжение смещения не достигнет верхнего предела, после чего микроконтроллер пересылает в компьютер символ окончания работы.

Установка обеспечивает измерение ВФХ с относительной погрешностью не хуже 10-5 от величины емкости с разрешением по емкости в 10-14 Ф при из менении напряжения смещения от 0 до 5 В. Относительно большая амплитуда переменного напряжения на контуре автогенератора, составляющая 100 мВ, яв ляется фактором, ограничивающим исследование структуры светодиодов с мелким шагом. Поэтому следующим шагом по улучшению метрологических характеристик разработанной установки станет создание LC автогенератора с малой амплитудой колебаний.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. Берг, А. Светодиоды / А. Берг, П. Дин ;

пер. с англ. ;

под ред. А. Э. Юно вича. – М. : Мир, 1979. – 687 с.

2. Фролов, И. В. Исследование распределения примеси в гетеропереходах светодиодов емкостным методом / И. В. Фролов, В. А. Сергеев, А. А. Широков // Наноэлектроника, нанофотоника и нелинейная физика : тез. докл. VI Всерос.

конф. молодых ученых. – Саратов : Изд-во Сарат. ун-та, 2011. – С. 61-62.

3. Мирский, Г. Я. Электронные измерения / Г. Я. Мирский. – 4-е изд., пе рераб. и доп. – М. : Радио и связь, 1986. – 440 с.

Сергеев Вячеслав Андреевич, доктор технических наук, доцент, директор Ульянов ского филиала ИРЭ им. В. А. Котельникова РАН, заведующий базовой кафедрой «Радиотех ника, опто и наноэлектроника» УлГТУ. Область научных интересов: токораспределение и теплофизические процессы полупроводниковых приборх и интегральных схема, измерение тепловых параметров полупроводниковых изделий: E-mail: sva@ulstu.ru.

Смирнов Виталий Иванович, доктор технических наук, профессор кафедры «Проек тирование и технология электронных средств» Ульяновского государственного технического университета. Область научных интересов: автоматизация измерительных средств.

E-mail: svi@ulstu.ru.

Фролов Илья Владимирович, аспирант Ульяновского государственного технического университета. Область научных интересов: автоматизация измерений, обработка радиотех нических сигналов. E-mail: ilya-frolov88@mail.ru.

Широков Алексей Анатольевич, кандидат технических наук, заместитель директора по научной работе Ульяновского филиала ИРЭ им. В. А. Котельникова РАН. Область науч ных интересов: исследование физических процессов в твердотельных структурах, контроль качества полупроводниковых изделий. E-mail: ufire@mv.ru.

УДК 681.518. В. И. Смирнов, В. А. Сергеев, А. А. Гавриков СРАВНИТЕЛЬНЫЙ АНАЛИЗ ВРЕМЕННОГО И ЧАСТОТНОГО МЕТОДОВ ИЗМЕРЕНИЯ ТЕПЛОВОГО СОПРОТИВЛЕНИЯ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ Рассмотрены два метода измерения теплового сопротивления полупроводниковых при боров. Первый метод (стандарт JESD51-1) основан на измерении температуры р-п перехода в процессе его нагрева ступенькой мощности. Во втором методе нагрев осуществляется мощностью, изменяющейся по гармоническому закону, а тепловое сопротивление определя ется отношением первых гармоник температуры р-п перехода и греющей мощности. С по мощью моделирования показано, что оба метода дают одинаковые результаты. По точности спектральный метод превосходит стандарт JESD51-1, но уступает ему по продолжительно сти измерения.

Тепловое сопротивление полупроводниковых приборов (ПП) определяет из менение температуры электронно-дырочного перехода относительно корпуса или окружающей среды, вызванное протеканием через переход электрического тока.

Измерение этого параметра особенно важно для мощных светоизлучающих диодов и мощных транзисторов, у которых большая рассеиваемая мощность вызывает сильный нагрев кристалла с последующими негативными последствиями.

Косвенные методы измерения теплового сопротивления ПП состоят в из менении потребляемой прибором мощности на известную величину Р и из мерении изменения температуры p-n перехода п по изменению некоторого температурочувствительного параметра (ТЧП) при неизменной температуре корпуса. Тепловое сопротивление определяется отношением п к Р. В каче стве ТЧП для диодов или транзисторов обычно используют прямое падение на пряжения на p-n переходе при пропускании через него небольшого тока. Это вызывает необходимость периодически переключаться из греющего режима в режим измерения ТЧП и обратно.

Стандартный метод измерения теплового сопротивления полупроводни ковых диодов по ГОСТ 19656. 18-84 [1] состоит в пропускании через диод им пульсов греющего тока заданной длительности и амплитуды и в измерении в промежутках между импульсами греющего тока напряжения UТП(t) на диоде при пропускании через него малого прямого тока. Недостатком метода является большая погрешность измерения импульсного напряжения UТП(t) из-за влияния переходных электрических процессов при переключении диода из режима ра зогрева в режим измерения. По сути, аналогичные методы измерения теплового сопротивления ПП определены стандартом США Mil Std 883C Method 1012. [2] и рекомендациями NIST [3].

В последнее десятилетие за рубежом получили развитие средства измере ния теплофизических параметров ПП на основе стандарта JESD51-1 [4]. Суть метода состоит в том, что на ПП подается ступенька греющей мощности задан ной величины, и в процессе разогрева периодически на короткое время (до не скольких десятков микросекунд) греющая мощность отключается и измеряется ТЧП – падение напряжения на одном из р-п переходов ПП при малом прямом токе. Этот метод реализован в измерительной установке T3Ster -Thermal Tran sient Tester [5].

На рис. 1 представлена кривая нагрева p-n перехода ПП, полученная с помощью T3Ster. Общее время разогрева обычно составляет несколько сотен секунд, а периодичность измерения ТЧП различна на разных временных участ ках. На начальном участке временные интервалы между соседними измерения ми ТЧП составляют единицы или десятки микросекунд, а при выходе на ста ционарный режим – единицы секунд. Это позволяет, с одной стороны, обнару живать особенности изменения температуры р-п перехода в процессе его разо грева и в то же время ограничивает количество измерений ТЧП для последую щей их математической обработки. Так, например, на зависимости температу ры перехода от времени (t) (рис. 1 б), построенной в логарифмическом мас штабе времени, выделяются участки медленного и быстрого изменения темпе ратуры, соответствующие характерным слоям конструкции ПП. Участок мед ленного изменения (полка) соответствует накоплению тепла в теплоемкости определенного слоя;

участок быстрого изменения наблюдается, когда тепловой поток достигает следующего слоя. На кривой нагрева, построенной в линейном масштабе времени, эти особенности не проявляются (рис. 1 а).

Таким образом, кривая нагрева, представленная на рис.1 б, несет в себе информацию о вкладе в общее тепловое сопротивление отдельных его звеньев, по которым распространяется тепловой поток, например, кристалл – подложко держатель – корпус – радиатор – монтажная плата. Согласно принципу тепло электрической аналогии, любой конструкции ПП соответствует тепловая мо дель (по Фостеру) в виде нескольких последовательно соединенных RC-цепей [6]. Сопротивление резистора R и емкость конденсатора С каждой цепи соот ветствуют тепловому сопротивлению и теплоемкости отдельно взятого звена, а напряжение и ток – температуре и греющей мощности соответственно. Изме нение температуры перехода в процессе нагрева единичной ступенькой мощно сти будет описываться выражением -t n (t) R i 1 e i, (1) i 1 где n – число звеньев в тепловой модели ПП;

i = RiCi – постоянная времени i-го звена.

Обобщая выражение (1) на случай бесконечного числа звеньев (распределен ная система), получим [6] (t) R () 1 e t d. (2) а) б) Рис. 1. Кривая нагрева p-n перехода полупроводникового прибора в линейном (а) и логарифмическом (б) масштабе времени Функция R(t) называется спектром тепловых постоянных, она полностью характеризует теплофизические параметры отдельных звеньев ПП. Именно она в конечном итоге и определяется на основе обработки результатов измерений кривой нагрева ПП ступенчатой мощностью. Для расчета R(t) зависимость тем пературы перехода от времени (t) приводится к логарифмической шкале вре мени (z), где z=ln(t). Произведя замену переменных и продифференцировав выражение (2), получим d (z) R () exp(z exp(z )) d. (3) dz Введя функцию wz(z)=exp(z-exp(z)), из выражения (3) получим d (z) R () w z (z ) d.

dz Данное выражение представляет собой свертку функций R(z) и wz(z) d (z) R (z) w z (z).

dz Спектр тепловых постоянных R(z) находится с помощью инверсии свертки d - R(z) dz (z) w z (z). (4) Для получения более детальной информации о вкладе отдельных звеньев тепловой модели в общее тепловое сопротивление ПП используют аппарат структурных функций [6].

Достоинством данного метода является то, что информация о теплофизи ческих параметрах объекта измерения получается за один временной скан, не превышающий обычно по длительности несколько сотен секунд при общем ко личестве отсчетов температуры менее 2000 (200 отсчетов на декаду). Вместе с тем, необходимо учитывать, что изменения температуры между соседними от счетами могут составлять величину на уровне 0,01С (рис. 1 б). При темпера турном коэффициенте напряжения 2 мВ/С это соответствует изменению пря мого напряжения на p-n переходе около 0,02 мВ, что меньше единицы младше го разряда 16-битного АЦП. Возможность провести многократные измерения температуры с последующим усреднением отсутствует. Все это может привес ти к существенным погрешностям, вызванным квантованием аналогового сиг нала при измерении температуры перехода.

Альтернативой рассмотренному выше методу является спектральный ме тод, который обеспечивает более высокую точность измерения теплового им педанса ПП [7]. В отличие от стандарта JESD51-1 в нем нагрев ПП производит ся мощностью, изменяющейся по гармоническому закону P( t ) P0 Pm sin t, (5) где Pm – амплитуда переменной составляющей мощности;

P0 – постоянная со ставляющая мощности (Pm P0);

– частота модуляции греющей мощности.

Нагрев ПП осуществляется последовательностью прямоугольных импульсов тока заданной амплитуды и частоты следования, длительность которых изменя ется по гармоническому закону u u0 (1 a sin t ), где u0 – средняя длительность импульсов;

а – коэффициент, определяющий глубину широтно-импульсной модуляции греющей мощности.

Измерение ТЧП (напряжения на p-n переходе при малом прямом токе) производится в паузах между греющими импульсами, с небольшой относи тельно среза импульсов временной задержкой, необходимой для завершения переходных электрических процессов. Измерение ТЧП начинается после не продолжительного предварительного разогрева ПП и вывода его в такой тепло вой режим, при котором температура p-n перехода будет пульсировать относи тельно некоторого квазистационарного значения Т(t), изменяющегося с часто той модуляции греющей мощности:

T( t ) T0 Tm sin(t ), где Т0 – среднее значение температуры p-n перехода;

Tm – амплитуда гармони ческой составляющей температуры p-n перехода на частоте модуляции;

– сдвиг фаз между переменной составляющей температуры p-n перехода и пере менной составляющей греющей мощности. При соответствующем выборе дли тельности и частоты следования греющих импульсов тока величина пульсаций температуры при включении и выключении греющего тока будет существенно меньше амплитуды гармонической составляющей температуры перехода.

Произведя Фурье-преобразование температуры перехода T(t) и греющей мощности P(t) и вычислив Фурье-трансформанты их первых гармоник, можно оп ределить модуль теплового импеданса |ZT| и его фазу, определяющую сдвиг фаз между температурой перехода и греющей мощностью Re 2 Tm1 () Im 2 Tm1 () | T () | Im Tm1 () | Z T () | m1 arctg ;

.

| Pm1 () | Re Tm1 () Re 2 Pm1 () Im 2 Pm1 () Повышение точности измерения теплового сопротивления по сравнению со стандартом JESD51-1 достигается тем, что для его определения используется Фу рье-преобразование выборки, включающей в себя N 1500 измерений температу ры. Таким образом, погрешность измерения температуры и, как следствие, тепло вого сопротивления уменьшается в N раз.

Данный способ реализован в автоматизированном измерителе теплового им педанса диодов [8]. Процессом измерения управляет микроконтроллер, а всю обра ботку результатов измерений и их представление на экране монитора в удобном для анализа виде осуществляет компьютер. На рис. 2 показан интерфейс програм мы в режиме сканирования по частоте модуляции греющей мощности. В верхнем окне представлена частотная зависимость модуля RТ теплового импеданса, в ниж нем – фазы теплового импеданса. Диапазон частот модуляции греющей мощно сти – от 0,003 до 500 Гц. Объектом измерения являлся светодиод ELJ-470.

Из представленных зависимостей видно, что в середине частотного диа пазона имеется участок, на котором тепловое сопротивление практически не изменяется, а сдвиг фаз между температурой перехода и греющей мощностью принимает минимальные значения. Это указывает на то, что практически вся рассеиваемая в диоде переменная составляющая мощности идет на нагрев кри сталла и тепловое излучение, температура корпуса диода при этом остается практически постоянной. Таким образом, модуль теплового импеданса в сред нем диапазоне частот (в области минимума фазы импеданса) представляет со бой тепловое сопротивление переход-корпус RTп-к.

Рис. 2. Интерфейс программы обработки результатов измерения в режиме сканирования по частоте Несмотря на различие в подходах измерения температурочувствительного параметра и последующей обработки результатов измерения, оба метода – стандарт JESD51-1 и частотный метод – должны давать одинаковые результа ты. Установим эту связь. Будем рассматривать объект как линейную стацио нарную систему, теплоэлектрическая модель которой представляет собой по следовательность звеньев из RC-цепочек. Если на вход системы поступает входное воздействие в виде единичной ступеньки греющей мощности P(t) = 1 Вт (t 0), то откликом (переходной характеристикой) является температура перехода (t). На основании выражения (1) переходная характеристика систе мы для n-звенной модели будет иметь вид:

-t n (t) R Ti 1 e Ti, (6) i 1 где Ti = RTi·Ci – тепловая постоянная времени i-го звена конструкции ПП;

RTi и Сi – тепловое сопротивление и теплоемкость i-го звена.

При частотном описании системы связь между входным воздействием P() и откликом () определяется тепловым импедансом ZT(j), который согласно тепло электрической аналогии будет иметь вид:

n R Ti ZT ( j). (7) 1 ji i Связующим звеном между временным и частотным описанием системы явля ется импульсная характеристика h(t) – отклик на -подобный импульс греющей мощности. Импульсная характеристика представляет собой первую производ ную переходной характеристики по времени d( t ) h(t). (8) dt С другой стороны, импульсная характеристика и тепловой импеданс свя заны между собой преобразованием Фурье [9]:

ZT ( j) h ( t ) e jt dt. (9) Таким образом, измерив изменение температуры перехода ПП, вызванное воздействием ступенькой единичной греющей мощности, и вычислив импульс ную характеристику (8), можно, используя выражение (9), определить и зави симость теплового сопротивления (модуля теплового импеданса) от частоты модуляции греющей мощности.

Данная задача осложняется следующим обстоятельством. Для осуществле ния преобразования Фурье и вычисления теплового импеданса по формуле (9) необходимо иметь дискретные отсчеты температуры (ti) в линейном масштабе времени. Как уже отмечалось, на начальном участке кривой нагрева временные интервалы ti между соседними отсчетами ТЧП могут составлять единицы микросекунд, а общее время измерения может достигать сотен секунд. В то же время сам процесс однократного измерения ТЧП длится примерно 20 мкс, ко торое складывается из времени преобразования АЦП и времени ожидания за вершения переходных электрических процессов, вызванных переключением объекта из режима разогрева в режим измерения. Если проводить измерения ТЧП в линейном масштабе времени, то большую часть времени через объект будет протекать небольшой измерительный ток, а количество отсчетов ТЧП будет велико, что создает проблемы с хранением результатов в памяти прибора и последующей пересылкой их в компьютер [8]. Поэтому измерения ТЧП осу ществляются равномерно по логарифмической шкале времени.

Последующая обработка, в отличие от стандарта JESD51-1 [4], включает в себя сплайн-интерполяцию, которая позволяет из исходного массива измеренных тем ператур p-n перехода объекта (ti) получить непрерывную зависимость (t). Диф ференцированием (t) вычисляется импульсная характеристика h(t). Гармоники теплового сопротивления RT(k·) определяются по формулам:

2N 2N i i A k h(t i ) cos( 2 k ) ;

B k h(t i ) sin( 2 k ) ;

(10) N i 1 N N i 1 N A R T (k k B2, k где Ak и Bk – косинусная и синусная компоненты дискретного преобразования Фурье;

=1/N·t – шаг по оси частот спектра. Суммирование ведется по N временным отсчетам температуры с равномерным шагом t.

Для проверки алгоритма расчета теплового сопротивления обоими способа ми было произведено моделирование, при котором исходные данные – отклик температуры p-n перехода объекта при воздействии единичной ступеньки грею щей мощности – формировались согласно выражению (6), причем временные отсчеты ti выбирались равномерно по логарифмической шкале времени (200 от счетов на декаду). Моделирование переходной характеристики (ti) осуществля лось для трехзвенной модели при следующих параметрах: Ri = {110, 50, 40} К/Вт;

i = {0,01;

0,5;

3}с. Результаты расчета представлены на рис. 3. По форме гра фик (t) соответствует кривой нагрева, изображенной на рис.1 б.

Рис. 3. Отклик температуры p-n перехода объекта при воздействии единичной ступеньки греющей мощности (переходная характеристика) Отклик температуры p-n перехода объекта при воздействии -образной функции греющей мощности (импульсная характеристика) вычислялся соглас но выражению (8). Результаты расчета представлены на рис. 4. С помощью дискретного преобразования Фурье (10) была получена зависимость теплового сопротивления от частоты модуляции греющей мощности (кривая 1 на рис. 5).

Аналогичная зависимость вычислялась на основе спектрального метода с исполь зованием выражения (7). Результат расчета представлен на рис. 5 (кривая 2), при чем для удобства восприятия кривая 2 смещена вверх по оси ординат на 10 единиц. Видно, что результаты расчета теплового сопротивления, получен ные обоими методами, практически совпадают.

Рис. 4. Отклик температуры p-n перехода объекта при воздействии -образной функции греющей мощности (импульсная характеристика) Рис. 5. Зависимости теплового сопротивления от частоты модуляции греющей мощности, рассчитанные временным методом (1) и частотным методом (2) Это позволяет сделать вывод, что временной метод (стандарт JESD51-1) и частотный метод, основанный на измерении амплитуд гармоник температуры p-n перехода объекта и греющей мощности, дают одинаковые результаты измере ния теплового сопротивления полупроводниковых приборов. Стандарт JESD51- позволяет получить полную информацию о вкладе всех составляющих в общее те пловое сопротивление объекта за относительно непродолжительное время, как пра вило, не превышающее 103 секунд. Частотный метод отличается от стандарта JESD51-1 существенно более высокой точностью измерения теплового сопротив ления. Кроме этого, данный метод позволяет получить дополнительную информа цию о процессе нагрева объекта, а именно определить сдвиг фаз между p-n темпе ратурой перехода и греющей мощностью. Данный теплофизический параметр может быть использован при оценке качества теплоотвода и прогнозирования на дежности объекта в процессе его эксплуатации.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. Диоды полупроводниковые СВЧ. Методы измерения теплового сопро тивления переход-корпус и импульсного теплового сопротивления // ГОСТ 19656, 18-84. – М., 1984.

2. Mil Std 883C Method 1012.1 Thermal Characteristics of Microelectronic Devices.

3. Oettinger, F. F. Thermal Resistance Measurements, NIST. / F. F. Oettinger, D. L. Blackburn. – Special Publication 400-86: Series on Semiconductor Measure ment Technology // www.nist.gov.

4. IC Thermal Measurement Method – Electrical Test Method (Single Semicon ductor Device) EIA/JEDEC JESD51-1 standard// http://www.jedec.org/download/ search/ jesd51-1.pdf.

5. T3Ster – Thermal Transient Tester // www.mentor.com/micred.

6. Szekely, V. A new evaluation method of thermal transient measurement re sults / V. Szekely // Microelectronic journal. – 1997. – Vol. 28. – P. 277-292.

7. Пат. РФ 2402783, G01 R 31/26 / Способ измерения теплового импеданса полупроводниковых диодов / В. А. Сергеев, В. И. Смирнов, В. В. Юдин и др. ;

Опубл. 27.10.2010, Бюл. № 30.

8. Сергеев, В. А. Измеритель теплового импеданса полупроводниковых диодов с широтно-импульсной модуляцией греющей мощности / В. А. Сергеев, В. И. Смирнов, А. А. Гавриков // Промышленные АСУ и контроллеры. – 2010. – №3. – С. 45-47.

9. Баскаков, С. И. Радиотехнические цепи и сигналы // С. И. Баскаков. – М. : Высш. шк., 2003. – 462 с.

Смирнов Виталий Иванович, доктор технических наук, профессор кафедры «Проек тирование и технология электронных средств» Ульяновского государственного технического университета. Область научных интересов: автоматизация измерительных средств. E-mail:

svi@ulstu.ru.

Сергеев Вячеслав Андреевич, доктор технических наук, доцент, директор УФИРЭ им. В. А. Котельникова РАН;

заведующий базовой кафедрой «Радиотехника, опто- и нано электроника» УлГТУ. Область научных интересов: токораспределение и теплофизические процессы в полупроводниковых приборах и интегральных микросхемах. E-mail:

sva@ulstu.ru.

Гавриков Андрей Анатольевич, аспирант Ульяновского государственного техниче ского университета. Область научных интересов: автоматизация измерительных средств.

E-mail: pites@ulstu.ru.

_ УДК 621. С. В. Пименов, М. К. Самохвалов, В. В. Гайтан ПРИМЕНЕНИЕ ИНТЕГРАЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЕМКОСТЬ-КОД В ДИЭЛЬКОМЕТРИЧЕСКИХ ВЛАГОМЕРАХ В емкостных диэлькометрических влагомерах используются различные способы пре образования емкости датчика в показания влажности. Одним из способов является использо вание специализированных интегральных микросхем преобразователей емкости в цифровой код. В статье проводится оценка параметров преобразователя при применении его в диэль кометрических влагомерах.

В современных диэлькометрических влагомерах используются различные схемы преобразования емкости датчика в значения влажности [1]. Основным дос тоинством таких схем является соответствие их параметров для конкретного ем костного датчика [2]. Но основным недостатком является сложность проектиро вания, настройки и поддержание стабильности параметров такой схемы [3]. Также важную роль играет энергопотребление, которое особенно важно в портативных влагомерах с батарейным питанием. Поэтому актуальным вопросом при разработ ке диэлькометрических влагомеров является выбор схемы преобразователя емко сти в нормированную величину для дальнейшего преобразования этого значения во влажность. В номенклатуре компонентов фирмы Analog Devices имеются спе циализированные микросхемы для измерения емкости [4]. В данной работе ста вится задача оценить параметры интегральных преобразователей емкость-код (ИПЕК) и перспективу их применения в емкостных влагомерах.

Рассмотрим структурную схему измерителя емкости датчика диэлькомет рического влагомера, в которую включен преобразователь емкость-код (рис. 1).

Рис. 1. Структурная схема измерительной цепи диэлькометрического влагомера:

Сх – емкостной датчик;

1 – ИПЕК;

2 – микроконтроллер;

3 – дисплей;

4 – клавиатура Данная схема имеет преимущества за счет того, что все компоненты, не обходимые для измерения емкости, встроены в одну интегральную микросхе му преобразователя. Диапазон измеряемых емкостей составляет от 9 до 25 пФ, что вполне согласуется со значениями емкости датчиков влагомеров. При этом внутри ИПЕК содержится 24-разрядный сигма-дельта АЦП, который по зволяет достигнуть разрешения 0,01 фФ. Время преобразования составляет от 10 до 100 мс [5]. Микроконтроллер управляет преобразователем и получает из меренные значения по двухпроводному интерфейсу I2C. Затем полученные данные обрабатываются и выводятся на дисплей.

Достоверность показаний влажности зависит от того, как точно будет из мерена емкость системы датчик-объект. При измерении емкости с достаточно высокой точностью и минимальными погрешностями необходимо учитывать паразитные параметры устройства и помехи, неизбежно возникающие в реаль ных условиях эксплуатации.

Рассмотрим эквивалентную схему измерительного входа ИПЕК и датчика в реальных условиях. На рис. 2 показана схема подключения датчика и пара зитные сопротивления и емкости.

Рис. 2. Паразитные сопротивления и емкости: Спар – емкость измерительный вход – заземление;

Сх – емкость датчика;

Rпар – шунтирующее сопротивление;

Сэз – емкость экран – заземление;

Сэп – экран – измерительный вход На схеме наглядно показаны паразитные сопротивления и емкости, возни кающие в устройстве. При разработке устройства необходимо учитывать их и по возможности уменьшать. Паразитные индуктивности из-за низких частот, применяемых в данной схеме, не оказывают значительного влияния.

Как видно из рисунка, паразитные емкости возникают между измеритель ным входом и заземлением Спар, между экраном и заземлением Сэз, между экра ном и измерительным входом Сэп. Паразитные сопротивления также оказывают влияние на результаты измерения. Между входом и заземлением возникает па раллельное шунтирующее сопротивление Rпар, а в проводнике, соединяющем датчик и вход преобразователя, присутствует последовательное сопротивление Rпос. Влияние паразитных параметров вносит вклад в увеличение погрешности измерения и имеет систематический характер.

Используемая в ИПЕК архитектура подразумевает измерение емкости дат чика Сх между входом СIN и заземлением. Во избежание влияния внешних воз действий на процесс преобразования используется схема включения с актив ным экраном. Однако любая паразитная емкость Сп, являющаяся суммой всех паразитных емкостей, может повлиять на результат измерений:

Сп = Спар + Сэз+ Сэп.

Паразитная емкость дает дополнительную емкость к результату Сх. Ре зультат представляется в виде:

Сх = Сизм – С, где Сизм – результат измерения емкости преобразователем, С – собственная ем кость датчика.

Для компенсации паразитной емкости можно использовать внутреннюю калибровку. Емкости между активным экраном и землей также могут повлиять на результат измерения. Но при емкости менее 250 пФ ее влияние незначитель но и подавляется внутренней компенсирующей цепью.

Паразитные сопротивления вызывают токи утечки, также влияющие на ре зультат измерения. Любой реальный емкостной датчик имеет параллельное па разитное сопротивление, которое также способствует переносу заряда в виде тока утечки. Таким образом, резистор рассматривается как параллельный ис точник тока, увеличивающий систематическую погрешность в процессе изме рений. При параллельном сопротивлении более 10 МОм величина тока утечки может быть скомпенсирована. При сопротивлении менее 10 МОм погрешность увеличивается и имеет нелинейный характер, который невозможно скомпенси ровать. Паразитное сопротивление между экраном и землей также вызывает по стоянное смещение результата измерения, для компенсации которого также может быть использована внутренняя калибровка. Последовательное паразит ное сопротивление обусловлено сопротивлением линий связи датчика и ИПЕК и вносит погрешность в результат измерения при величине более 10 кОм, а так как характерные значения этого сопротивления много меньше этого значения, то оно не оказывает значительного влияния.

Все ИПЕК откалиброваны в заводских условиях, и таблица калибровки записана в ПЗУ микросхемы. Значения коэффициентов калибровки записыва ются в регистры каждый раз при включении питания или сброса. Доступна возможность изменить коэффициент калибровки, но ее необходимо проводить каждый раз при включении или сбросе микросхемы, так как значения в самой микросхеме не сохраняются. Значения пользовательского коэффициента мо жет сохранять микроконтроллер и использовать его при необходимости вме сто заводских коэффициентов калибровки [5].

При измерении влажности часто возникает необходимость компенсировать влияние температуры на показания влажности [6]. Температурная зависимость влажности носит монотонный характер и зависит от материала, поэтому, чтобы внести поправку, микроконтроллеру должна быть известна температура. В ИПЕК есть возможность использовать внутренний термодатчик или подключить внеш ний. Внешний термодатчик удобно использовать при удаленном измерении емко сти датчика для компенсации температурной зависимости емкости.

Одной из областей применения влагомеров является сушка различных ма териалов [7]. Использование влагомеров в сушильных камерах для контроля влажности накладывает дополнительные требования к помехоустойчивости, температурным перепадам, работе в жестких условиях. Особенно важное вни мание необходимо уделять «проблеме 50 Гц». Практически все силовое обору дование работает на промышленной частоте и влияние сильных электромаг нитных полей от мощных нагрузок также оказывает влияние на результат изме рения. Можно применять обычные схемы фильтрации нужных частот на дис кретных компонентах. Но построить простой фильтр с хорошей АЧХ и нужным ослаблением в заданной полосе частот – сложная задача. В отличие от аналого вых фильтров, цифровые фильтры не требуют дополнительных компонентов на печатной плате. Цифровые фильтры задействуют вычислительные ресурсы микроконтроллера и будут занимать большее количество памяти. В ИПЕК есть встроенный цифровой фильтр, имеющий ослабление 72 дБ для частоты 50 Гц.

Он позволяет избавиться от погрешности, вносимой близко расположенным силовым оборудованием.

На рис. 3 показана часть принципиальной схемы диэлькометрического влагомера.

Рис. 3. Принципиальная схема измерительной цепи диэлькометрического влагомера Микросхема DA1 –преобразователь ИПЕК, к которому подключается емко стной датчик ЕC1. Терморезистор RT1 служит для измерения температуры непо средственно на емкостном датчике, а резистор R1 задает измерительный ток для термосопротивления. К микроконтроллеру преобразователь подключается по двухпроводному интерфейсу I2C. Выход RDY преобразователя сигнализирует го товность измерения. Вся схема питается пониженным напряжением 3,3 В.

Таким образом, в результате проведенных исследований, показано, что применение интегральных преобразователей емкость-код в диэлькометриче ских влагомерах целесообразно. При использовании ИПЕК не требуется задей ствовать значительные ресурсы микроконтроллера, так как процесс измерения емкости проходит в преобразователе. Поэтому можно использовать менее про изводительный микроконтроллер, имеющий меньшее энергопотребление. Вме сте с малым энергопотреблением ИПЕК делает привлекательным его использо вание в портативных влагомерах с батарейным питанием или на альтернатив ных маломощных источниках энергии (солнечные батареи, пьезогенераторы и т. п.), а также в промышленных системах, где требуется контроль влажности в жестких условиях.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. Берлинер, М. А. Измерения влажности / М. А. Берлинер. – М. : Энер гия, 1973. – 400 с.

2. Горбов, М. М. Расчет погрешностей емкостного первичного преобра зователя при изменении геометрических размеров диэлектрических пленок / М. М. Горбов, Э. В. Кузьмин //Автометрия. – 1969. – Вып. 6. – С. 117-120.

3. Грохольский, А. Л. О перспективах применения емкостных датчиков / А. Л. Грохольский, В. И. Никулин //Автометрия. – 1967. – Вып. 1. – С. 17-23.

4. CAPACITANCE TO DIGITAL CONVERTERS [Электронный ресурс].

URL: http://www.analog.com/en/analog-to-digital-converters/capacitance-to-digital converters/products/index.html (дата обращения: 10.09.2011).

5. AD7747. URL: http://www.analog.com/en/analog-to-digital-converters/ capacit ance-to-digital-converters/ad7747/products/product.html (дата обращения: 10.09.2011) 6. Музалевский, В. И. Измерение влажности древесины / В. И. Музалев ский. – M. : Лесная промышленность, 1976. – 120 с.

7. Кречетов, И. В. Сушка и защита древесины : учеб. для техникумов / И. В. Кречетов. – M. : Лесная промышленность, 1987. – 328 с.

Пименов Сергей Владимирович, аспирант Ульяновского государственного техниче ского университета. Область научных интересов: автоматизация измерений и управления, микропроцессорная техника. Е-mail: pites@ulstu.ru.

Самохвалов Михаил Константинович, д-р физ.-мат. наук, профессор, заведующий кафедрой «Проектирование и технология электронных средств» Ульяновского государствен ного технического университета. Область научных интересов: тонкопленочные электролю минесцентные индикаторы. Е-mail: pites@ulstu.ru;

sam@ulstu.ru.

Гайтан Владимир Витальевич, канд. техн. наук, доцент кафедры «Проектирование и технология электронных средств» Ульяновского государственного технического универси тета. Область научных интересов: автоматизация измерений и управления, микропроцессор ная техника. Е-mail: pites@ulstu.ru.

_ _ УДК 621.317.795. Г. Н. Абрамов, Ю. Г. Абрамов ПОВЫШЕНИЕ ТОЧНОСТИ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ РЕЦИРКУЛЯЦИОННЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ВРЕМЯ-КОД С ИНТЕРПОЛЯТОРАМИ ХРОНОТРОННОГО ТИПА Рассматриваются предложения по повышению точности преобразования рециркуляци онных преобразователей время-код с интерполяторами хронотронного типа в 2 раз за счет снижения нестабильности дискретности преобразования. Приводится один из вариантов тех нического решения предлагаемого способа.

В счетно-импульсных преобразователях время-код (ПВК), основанных на прямом сравнении преобразуемого временного интервала (ВИ) длительностью tх с числом периодов Т следования импульсов генератора опорной частоты, дискрет ность преобразования и, соответственно, методическая погрешность определя ются минимальным значением периода следования Tmin, при котором обеспечива ется устойчивая работа счетчика, фиксирующего число этих периодов [1].


Достижение дискретности преобразования Tmin1 нс возможно в комби нированных ПВК, в которых преобразование время-код в начале производится грубо счетно-импульсным способом с дискретностью не более периода следо вания генератора опорной частоты (ГОЧ), а затем – точно, с дискретностью до малых долей Т, при помощи интерполяторов [2].

Достоинствами комбинированных ПВК с интерполяторами являются ма лая (менее 1 нс) дискретность преобразования в широком и малое мертвое вре мя преобразования в узком временном диапазонах преобразуемых ВИ длитель ностью tх [2].

В практических разработках наибольшее распространение получили ПВК с интерполяторами хронотронного типа, нониусно-рециркуляционного типа и интерполяторы с преобразованием время-амплитуда-время.

Ниже рассматривается предложение по повышению точности преобразо вания рециркуляционных ПВК с интерполяторами хронотронного типа и ре циркуляционным генератором опорной частоты (РГ).

Недостатком таких преобразователей является низкая точность преобра зования из-за нестабильности времени задержки tрг линии задержки РГ и не стабильности времени задержки многоотводной линии задержки хронотрона.

При этом для обеспечения процесса преобразования необходимо выполнение условия tрг=tмлз/2, где tмлз – полное время задержки многоотводной линии задержки.

С целью повышения точности преобразования предлагается линию за держки из состава РГ исключить, а многоотводную линию задержки хроно трона включить в РГ, но так, чтобы ее полное время задержки задавало период следования импульсной последовательности РГ, как Т=2tмлз [3].

На рис. 1 приведена функциональная схема предлагаемого технического решения.

Рис. 1. Функциональная схема рециркуляционного преобразователя время-код с интерполятором хронотронного типа Преобразователь работает следующим образом.

Преобразуемый временной интервал (ВИ) в виде прямоугольного импуль са длительностью tх подается на входную шину 6 и далее на второй вход эле мента ИЛИ-НЕ 2. Элемент ИЛИ-НЕ 2 и многоотводная линия задержки 1 (ее (n+1) – отвод) образуют рециркуляционный генератор на выходе которого (вы ход элемента ИЛИ-НЕ 2) вырабатывается пачка импульсов f РГ (t ) f (t х ( N 1)T, длительность которой не превышает длительности tх преобразуемого ВИ. Пе риод следования импульсов в пачке Т=2(n+1), где – дискретность задержки между отводами многоотводной линии задержки 1 выбирается равной необхо димой (по техническому заданию) дискретности преобразования, а n – число отвод многоотводной линии задержки 1.

Пачка импульсов f РГ (t ) фиксируется в счетчике импульсов 3 до момента выполнения условия tхNT.

По окончании преобразуемого ВИ длительностью tх в счетчике импульсов 3 будет записан код N t x /T t x /[2n 1]. (1) Из-за неоднозначности расположения пачки импульсов f РГ (t ) относитель но окончания преобразуемого временного интервала длительностью tх полу ченный результат преобразования (1) необходимо уточнить на цифровое значе ние ВИ длительностью tx’ (рис. 2). То есть функция преобразования предла гаемого преобразователя должна иметь вид tx=NT – tx’. (2) ’ При определении значения ВИ длительностью tx возможны два случая:

первый, когда окончание ВИ длительностью tх приходится на положительный полупериод импульсной последовательности с периодом Т (рис. 2 а), а второй – когда окончание ВИ длительностью tх, приходится на отрицательный полупе риод импульсной последовательности с периодом Т (рис. 2 б). Здесь под поло жительным и отрицательным полупериодом понимаются значения амплитуды импульсной последовательности с периодом Т, соответствующие состоянию логическая единица (положительный полупериод) и состоянию логический ноль (отрицательный полупериод).

В первом случае ВИ длительностью tx’ определяется как tx’ = T – tx, а во втором T tx’ = – tx.

Преобразование время-код ВИ длительностью t x осуществляется сле дующим образом. В первом и втором случаях с n выходов многоотводной ли нии задержки 1 снимаются n импульсных последовательностей с периодом Т и задержанных относительно начала преобразуемого ВИ на время i :

f i (t i ) f РГ (t i ) f (t x ( N 1)T ) i ), где i = 1, 2, 3,…, n – номер соответствую щего отвода многоотводной линии задержки 1.

В регистре памяти 4 осуществляется фиксация тех импульсных последова тельностей, снимаемых с многоотводной линии задержки 1, положительные полупериоды которых совпадают с окончанием ВИ длительности tx. Фиксация происходит по импульсному сигналу длительностью tф снимаемому с выхода формирователя импульсов 7 и сформированному из заднего фронта, преобра зуемого ВИ длительностью tx. Для повышения надежности срабатывания реги стра памяти 4 необходимо, чтобы t ф t p, где tр – время срабатывания регистра памяти по первому управляющему входу. В первом случае на выходе регистра памяти 4 вырабатывается параллельный единичный код с расположением логи ческих единиц в первых разрядах.

а) б) Рис. 2. Временные диаграммы расположения пачки импульсов f РГ (t ) относительно преобразуемого ВИ длительностью tх Во втором случае, то есть когда окончание ВИ длительностью tx приходит ся на отрицательный полупериод импульсной последовательности с периодом Т, регистр памяти вырабатывает параллельный единичный код (ПЕК) с распо ложением логических единиц не в первых, а в более старших разрядах.

Это приводит к неоднозначности трактования цифрового результата пре образования ВИ длительностью t x во втором случае по отношению к первому.

Для устранения указанного недостатка введены n элементов исключающее ИЛИ 8.1…8.n, в которых сигналом управления с прямого выхода Д-триггера 5, во втором случае происходит установка в ПЕК логических единиц в первых разрядах. Условием срабатывания Д-триггера 5 является момент совпадения импульсной последовательности с (n+1)-вывода многоотводной линии задерж ки 1 и импульсного сигнала длительностью tф, снимаемого с выхода формиро вателя импульсов 7.

Шифратор 9, преобразует ПЕК с выходов каждого из n элементов исклю чающее ИЛИ 8.1…8.n в позиционный двоичный код, представляющий собой цифровой результат преобразования ВИ, длительностью t x.

В первом случаем значение ВИ длительностью t x описывается выражением t x = m, где область изменения m 1 n, а во втором t x = n, где область изменения 1 n.

Тогда функция преобразования описываемая выражением (2) с учетом, что T 2n 1 будет иметь вид:

в первом случае:

tx = {2 (N – 1) (n + 1) + m} = N1, а во втором )(n+1) + } = N2, tx = {2(N где N1 и N2 – общий цифровой результат преобразования соответственно в первом и втором случаях.

Определение значений N1 или N2, осуществляется в арифметическо логическом устройстве, которое на рис. 1 условно не показано.

Заметим, что перед началом преобразования триггер 5 и регистр памяти сигналом «Начальная установка» должны по своим выходам устанавливаться в состояние логический ноль.

В известном техническом решении [2] нестабильность дискретности пре образования состоит из нестабильности РГ времени задержки линии задержки РГ и нестабильности млз времени задержки многоотводной линии задержки и определяется как п 2 млз.

(3) рг Так как в предлагаемом техническом решении линия задержки из состава рециркуляционного генератора исключается, а многоотводная линия задержки включается в РГ, нестабильность дискретности преобразования имеет вид н млз. (4) Полагая в выражении (2) РГ млз получаем п 2 млз 2 н.

Из этого выражения следует, что предлагаемое техническое решение имеет в 2 раз меньше значение нестабильности дискретности преобразования. Таким образом, цель предложения – повышение точности преобразования достигнута.

В наносекундном временном диапазоне в качестве многоотводной линии задержки применяются отрезки радиочастотных коаксиальных или спиральных кабелей (кабели задержки), время задержки которых, соответственно, и T оп ределяется через их геометрическую длину и значение погонного времени за держки [4-7]. Из [2, 4] известно, что для кабелей задержки млз 10. Тогда с учетом (4) нестабильность дискретности преобразования предлагаемого преоб разователя следует ожидать в пределах 104.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. Сапрыкин, В. С. Измерение диагностических параметров интегральных схем / В. С. Сапрыкин, Н. И. Кузнецов, Н. И. Докучаев и др. – М. : Сов. радио, 1979. – 104 с.

2. Мелешко, Е. А. Интегральные схемы в наносекундной ядерной элек тронике / Е. А. Мелешко. – 2-е изд., доп. – М. : Атомиздат, 1978.

3. Пат. РФ 2393519 РФ, МПК G04 F 10/4 / Рециркуляционный преобразова тель время-код / Г. Н. Абрамов, Ю. Г. Абрамов.;

Опубл. 27.06.2010, Бюл. № 18.

4. Мелешко, Е. А. Измерительные генераторы в ядерной электронике / Е. А. Мелешко, А. А. Митин. – М. : Атомиздат, 1981.

5. Будагов, Ю. А. Преобразователь время-код с наносекундным разреше нием / Ю. А. Будагов, М. Семан, Б. Ситар и др. // Препринт ОИЯИ 13-84-395.

Дубна, 1984.

6. Карпов, Н. Р. Рециркуляционный измерительный преобразователь ко ротких временных интервалов в код / Н. Р. Карпов // Приборы и техника экспе римента. – 1980. – №2. – С. 101-103.

7. Мерзляков, С. И. Четырехканальный субнаносекундный преобразова тель время-код КА-251М / C. B. Мерзляков, И. П. Стрекаловский, В. А. Цурин // Приборы и техника эксперимента. – 1995. – №5. – С. 102-106.

Абрамов Юрий Геннадьевич, студент Поволжского государственного университета сервиса. Область научных интересов: измерение параметров импульсных сигналов. Е-mail:

yuran_a@mail.ru.


Абрамов Геннадий Николаевич, доктор технических наук, профессор, заведующий кафедрой «Радиотехника» Поволжского государственного университета сервиса (г. Тольят ти). Область научных интересов: измерение параметров импульсных сигналов. Е-mail:

yuran_a@mail.ru.

УДК. 621.317. В. Г. Анисимов ИЗМЕРЕНИЕ ПРОВОДИМОСТИ ОТРАЖАЮЩИХ ПОКРЫТИЙ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫМ РЕЗОНАТОРНЫМ МЕТОДОМ Рассматриваются особенности использования электромагнитного резонаторного метода измерения проводимости отражающих покрытий с использованием открытого резонатора в качестве датчика. Приводятся расчетные соотношения, связывающие измеряемую проводи мость с параметрами резонатора, которые можно измерить экспериментально.

Отражающие покрытия находят широкое применение в радиотехнике.

Перспективным является использование отражающих металлических покрытий в антенных системах, в том числе и космического назначения. Как правило, их наносят на углепластиковую или иную слабоотражающую основу для придания антеннам необходимых свойств. Принципиально важным параметром для оценки отражающих свойств помимо коэффициента отражения является реаль ная проводимость покрытия в используемом частотном диапазоне. Известно, что проводимость покрытий отличается от проводимости бесконечной среды, состоящей из того же материала.

Проводимость можно измерять различными методами. Разрушающие мето ды приводят к порче исследуемого изделия, поэтому они зачастую непригодны для использования. Из неразрушающих методов необходимо использовать такие, которые позволяют проводить измерения в требуемом частотном диапазоне.

Проведенный аналитический обзор литературных и патентных источни ков, а также источников в Интернете, показал, что наилучшим методом с точки зрения чувствительности для измерения проводимости металлических покры тий является радиоволновый резонаторный метод. Датчиком в резонаторном методе служит резонансная система, в которую помещен образец с исследуе мым покрытием. Для измерения проводимости используется косвенный метод.

Проводимость покрытия вычисляется по результатам измерения добротности или амплитуды установившихся колебаний.

Амплитуда установившихся колебаний в резонаторной системе зависит от конструкции резонатора, проводимости отражающих поверхностей резонанс ной системы и исследуемого покрытия, потерь в среде, заполняющей резонанс ную систему, и амплитуды колебаний с генератора.

Добротность резонаторной системы зависит от конструкции резонатора, проводимости отражающих поверхностей резонансной системы и исследуемого покрытия и потерь в среде, заполняющей резонансную систему.

Сравнивая два параметра резонансной системы, которые можно использо вать для вычисления проводимости покрытия, видно, что добротность не зави сит от амплитуды колебаний с генератора, поэтому предпочтительней исполь зовать добротность. Далее будет использоваться только добротность как пара метр, по которому будет определяться проводимость.

Резонансной системой, используемой в качестве датчика, может служить объемный закрытый резонатор, резонатор бегущей волны и открытый резонатор.

Применение закрытых металлических резонаторов в низкочастотной об ласти СВЧ диапазона не вызывает затруднений. При увеличении частоты ли нейные размеры закрытых резонаторов следует уменьшать для того, чтобы в резонаторе существовал только один тип колебаний. Это приводит к ужесточе нию требований на точность изготовления. Технология изготовления объемных резонаторов имеет свои пределы. Кроме того, добротность резонатора падает по причине увеличения площади стенок резонатора к его объему (т. е. из-за увеличе ния отношения мощности потерь в стенках к запасенной в резонаторе энергии).

Для увеличения добротности необходимо увеличивать линейные размеры резона тора, что приводит к увеличению числа типов колебаний, которые могут сущест вовать в объеме резонатора. При этом резонансные кривые колебаний замкнутого объема перекрываются, и резонатор теряет свои резонансные свойства. Возникает необходимость в разрежении спектра собственных колебаний резонатора.

Для этого используются специальные конструктивные элементы, помещаемые внутрь объемного резонатора. Конструкция резонатора получается громоздкой, конструктивные элементы вносят дополнительные потери. Это снижает удобство и эффективность использования метода для измерения проводимости покрытий.

В резонаторах бегущей волны исследуемое покрытие можно использовать только в петлеобразном отводе линии передачи. Добротность резонатора опре деляется потерями в петлеобразном отводе. Такие резонаторы неудобны по не скольким причинам. Во-первых, плоское или слабоизогнутое покрытие можно использовать только в качестве части стенки петлеобразного отвода. Размеры такого участка получаются относительно малыми по сравнению с длиной отво да, следовательно, влияние проводимости исследуемого покрытия на доброт ность резонатора будет незначительным. Во-вторых, при использовании иссле дуемого покрытия в качестве части стенки отвода возникает необходимость в обеспечении хорошего электрического контакта, что при практической реали зации вызывает затруднения. Любые изменения кривизны покрытия вызывают нарушение электрического контакта. Метод становится непригодным для исполь зования. Это явление присуще и случаю использования закрытого резонатора.

Открытые резонаторы вследствие отсутствия боковых стенок обладают разреженным спектром собственных колебаний, большой запасенной энергией по сравнению с энергией, теряемой за период колебаний, следовательно, высо кой добротностью. Исследуемое покрытие может использоваться в качестве одного из зеркал открытого резонатора, то есть отпадает необходимость в обес печении электрического контакта с другими металлическими поверхностями.

Исходя из вышеизложенного, можно сделать вывод, что целесообразно ис пользовать электромагнитный резонаторный метод измерения проводимости с использованием в качестве датчика открытого резонатора.

Среди всех видов открытых резонаторов следует отметить плоскопарал лельный резонатор, конфокальный и полуконфокальный резонаторы.

Плоскопараллельный резонатор (резонатор Фабри-Перо) образован двумя плоскими параллельными зеркалами, расположенными на определенном рас стоянии. Расстояние между зеркалами может быть произвольным и влияет на величину добротности. Он очень чувствителен к непараллельности зеркал и при малейшем перекосе становится неустойчивым. По этой причине он не при годен для использования его в качестве датчика.

Сферический конфокальный резонатор менее чувствителен к перекосу зеркал по сравнению с плоскопараллельным резонатором. Его особенностью является то, что фокусы сферических поверхностей зеркал совпадают. Фокус сферы находится на расстоянии половины радиуса сферы. При использовании слабоизогнутых зеркал расстояние между зеркалами очень сильно увеличива ется. Недопустимо увеличиваются геометрические размеры резонатора. При использовании плоского зеркала расстояние между зеркалами стремится к бес конечности. По этой причине такие резонаторы оказываются малопригодными.

Более удобным для использования является полуконфокальный резонатор, образованный из конфокального путем помещения плоского зеркала в центр симметрии, то есть в фокальную плоскость. Отличие конфокального резонатора от полуконфокального проявляется во вдвое меньшей добротности последнего.

Добротность резонатора определяется как отношение запасенной энергии к энергии потерь за период высокочастотных колебаний Q0 2 Wз Wз, где Wп Pпер WЗ – максимальное значение запасенной энергии;

Wп – энергия, теряемая за период колебаний;

Pпер – средняя мощность потерь за период;

– круговая ре зонансная частота.

Запасенная энергия определяется выражением W 0 EE * dV, где 0 – 2V электрическая постоянная;

V – объем открытого резонатора;

E – напряженность электрического поля в резонаторе.

Потери в резонаторе складываются из тепловых потерь в зеркалах резона тора, потерь в среде, заполняющей резонатор, и потерь на излучение энергии за пределы резонатора.

Тепловые потери – это потери в зеркалах резонатора, они зависят от про водимости материала отражающего слоя каждого зеркала. Средняя мощность потерь в зеркалах Pп ср R1, 2 HH * dS, где R1,2 – поверхностное сопротивление 2 S1, плоского и сферического зеркал соответственно;

S1,2 – поверхности плоского и сферического зеркал соответственно;

H – напряженность магнитного поля у поверхности зеркал.

Средой, заполняющей пространство между зеркалами открытого резонато ра, является воздух. Воздух имеет низкий тангенс угла диэлектрических потерь.

Потери энергии в воздухе много меньше тепловых потерь в зеркалах резонато ра, поэтому ими можно пренебречь.

Дифракционные потери открытого резонатора зависят от типа колебаний, отношения поперечного размера пятна поля на зеркале к поперечному размеру зеркала резонатора. Для колебаний типа ТЕМ00q и большом отношении попе речного размера пятна поля на зеркале к поперечному размеру зеркала потеря ми также можно пренебречь.

При выводе расчетных соотношений используется теория конфокального ре зонатора. При переходе к полуконфокальному резонатору учитывается, что запа сенная энергия в полуконфокальном резонаторе в два раза меньше, чем в конфо кальном. При применении теории использовались литературные источники [1-3].

Уравнения симметричного конфокального резонатора, образованного сфе рическими зеркалами круглой формы имеют вид c Emn mn e j 2k j J E d, m m mn где m – число изменений знака поля по угловой координате, n – вдоль радиуса;

mn – постоянный комплексный множитель;

k= 2 – постоянная распростране a ka – число Френеля;

2 – расстояние между зеркала ния;

c 2N f ;

Nf= k ми, а – радиус зеркал;

r – безразмерная радиальная координата;

r – ра диальная координата.

Используются допущения, соответствующие реальным резонаторам, a, Nf 1. Слагаемые, имеющие высокий порядок малости, исключаются.

При использовании исследуемого покрытия в качестве зеркала открытого резонатора выводится выражение, связывающее проводимость покрытия П с ненагруженной добротностью резонатора Q0 и проводимостью второго зерка З ла З : П.

4 f p 0 1 Q Экспериментально можно измерить только нагруженную добротность ре зонатора QН. Она связана с ненагруженной и добротностью связи QСВ соотно шением 1 1 QН QСВ Q0.

От величины добротности связи можно избавиться путем проведения двух измерений добротности открытого резонатора: с эталонным зеркалом и с ис следуемым покрытием.

С эталонным зеркалом связь добротности и проводимости следующая, нагруженная добротность 1 = 1 + 1.

1 1 1 1 = + QнЭ QСВ Q0Э Q0Э 4 f0 З 4 f0 Э 0 1 1 1 1 Для исследуемого покрытия, нагруженная = + Q0П 4 f0 З 4 f0 П 0 1 1 добротность QнП QСВ Q0 П Вычитая из второго выражения для нагруженной добротности первое, и выражая проводимость покрытия, получаем Э.

П 4 f 0 0 Э Q HП QнЭ Соотношения были получены для плоского исследуемого покрытия, уста новленного точно в фокальную плоскость сферического зеркала.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК 1. Вайнштейн, Л. А. Открытые резонаторы и открытые волноводы / Л. А. Вайнштейн. – М. : Сов. радио, 1966.

2. Пахомов, И. И. Оптико-электронные квантовые приборы : учеб. пособие для вузов / И. И. Пахомов. – М. : Радио и связь, 1982.

3. Ищенко, Е. Ф. Оптические квантовые генераторы / Е. Ф. Ищенко. – М. :

Сов. радио, 1968.

Анисимов Владимир Геннадьевич, старший преподаватель кафедры «Радиотехника»

Ульяновского государственного технического университета. Область научных интересов: ан тенны и устройства СВЧ, измерение характеристик отражающих покрытий. E-mail: rt@ulstu.ru.

_ УДК 621.38. О. А. Дулов ИЗМЕРИТЕЛЬ ЕМКОСТЕЙ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ Описана установка для измерения емкостей маломощных полевых транзисторов. Пред ставлен порядок работы и поверки. Приведены результаты практической эксплуатации.

Емкости полупроводниковых приборов являются элементами их физиче ских эквивалентных схем. Значения емкостей зависят от размера и уровня ле гирования отдельных областей приборов, конструктивных параметров и др.

По результатам их измерения можно судить о настройке технологического обо рудования и вносить коррективы при необходимости. Кроме того, значения ем костей полупроводниковых приборов определяют их частотные свойства и бы стродействие.

На предприятии ОАО «НПП «Завод «Искра» при проведении опытно конструкторских работ по освоению технологии изготовления полевых транзи сторов возникла потребность в проведении измерений входной, проходной и выходной емкостей маломощных полевых транзисторов. Автором была разра ботана установка для проведения указанных измерений (далее измеритель).

Измеритель разработан в соответствии с требованиями ГОСТ 20398.5- «Транзисторы полевые. Методы измерения входной, проходной и выходной емкостей» и предназначен для измерения входной, проходной и выходной ем костей транзисторов типов 2П301А,Б;

2П302А…В;

2П305А…Г.

В состав измерителя вошли генератор Г4-154, милливольтметр В3-48А, аттенюатор 20 Дб, амперметр М2020, вольтметр Ц4311, источники питания Б5-49 и Б5-49, а также оригинальный, разработанный для данного измерителя пульт, предназначенный для соединения между собой измерительных приборов и испытуемых транзисторов. Внешний вид измерителя и пульта изображен на рис. 1 и 2.

Технические данные измерителя:

диапазон измерения емкости 0,130 пФ;

основная погрешность измерения емкости не превышает 0,1 Сизм, где Сизм – измеренное значение емкости транзистора;

частота измерения (10±0,01) МГц;

диапазон установки напряжения на стоке испытуемого транзистора (2…30) В, погрешность установки напряжения не более 5%;

диапазон установки тока стока испытуемого транзистора (1…50) мА, по грешность установки не более 2,5%;

тип контролируемых транзисторов 2П301А,Б;

2П302А…В;

2П305А…Г.

Рис. 1. Внешний вид измерителя емкостей полевых транзисторов Рис. 2. Внешний вид пульта На лицевой панели пульта расположены:

- переключатель рода работы «Свх», «Спр», «Свых»;

- разъем «ВЫХОД» для подключения милливольтметра.

На верхней панели пульта расположены:

- переключатель режима «Калибровка-Измерение»;

- ручка регулировки тока стока «Iс»;

- контактные устройства для подключения испытуемого транзистора.

На задней панели пульта расположены:

- клеммы для защитного заземления и подключения источников питания и вольтметра;

- разъем «ВХОД» для подключения аттенюатора.

В измерителе использован метод резистивно-емкостного делителя для из мерения емкостей полевых транзисторов в соответствии с ГОСТ 20398.5- «Транзисторы полевые. Метод измерения входной, проходной и выходной ем костей». Принцип действия измерителя поясняется структурной и принципи альной схемами (рис. 3, 4).

Генератор Г4-154 вырабатывает напряжение частотой 10 МГц уровнем около 2 В. Аттенюатор ослабляет на 20 дБ уровень ВЧ напряжения, что обеспе чивает измерение емкостей в режиме малого сигнала.

Рис. 3. Схема структурная измерителя В режиме «Калибровка», изменяя в небольших пределах уровень выходно го напряжения генератора, добиваются определенного, указанного в описании показания милливольтметра. В режиме «Измерение» устанавливается необхо димый электрический режим испытуемого транзистора и показания милли вольтметра переводят в значение емкости по специальной таблице в соответст вии с положением переключателя «Род работы» (Свх, Спр, Свых) на пульте.

Рис. 4. Схема принципиальная электрическая пульта Методика проведения измерений следующая.

Откалибровать измеритель. Для этого установить на пульте тумблер в положение «Калибровка» и переключатель рода работы в положение «Свх».

При открытой крышке и без установки транзистора в контактное устройство, установить выходное напряжение генератора Г4-154 равным 2,50 В, при этом показания милливольтметра должны соответствовать 7,6±0,1 мВ.

Перевести тумблер в положение «Измерение», а переключатель рода ра боты в требующееся положение (Свх, Спр, Свых).

Установить испытуемый транзистор в контактное устройство, соответст вующее его типу. Закрыть крышку контактного устройства.

Ручкой «Iс» по миллиамперметру М2020 установить значение тока стока испытуемого транзистора в соответствие с ТУ на данный тип транзистора.

По шкале милливольтметра отсчитать показания и по градуировочной таблице перевести показания милливольтметра в значение измеряемой емкости.

Открыть крышку контактного устройства и извлечь испытуемый транзистор.

Особенностью предложенной измерительной процедуры является исполь зование оригинальной градуировочной таблицы.

вых U изм. хх – уровень паразитного сигнала на гнезде «Выход» в режиме «Изме рение» при положении переключателя рода работы «Свых». Значение измеряе мой емкости вычисляется по выражению:

(U изм. U изм. хх ) aa aa Caa Cкал., (U кал. U кал. хх ) aa aa где Скал. – значение калибровочной емкости (C5);

аа – индекс, соответствующий положению переключателя «Род работы» («вх», «пр», «вых»).

Градуировочная таблица отображает функциональную зависимость Uизм =f (C) и вычисляется по выражению:

C aa U изм. (U кал. U кал. хх ) U изм. хх.

aa aa aa aa C кал.

Данная методика позволяет повысить точность измерения емкости за счет учета конструктивных паразитных емкостей пульта, включенных параллельно ка либровочному конденсатору и измеряемым емкостям испытуемых транзисторов Свх, Спр, Свых. В предложенной методике паразитные емкости пульта оцениваются не путем измерения их значений, а измерением уровня паразитных сигналов, про ходящих на гнездо «Выход» измерителя через каждую из них.

Методика составления градуировочной таблицы.

Вводятся следующие параметры:

вх U кал. хх – уровень паразитного сигнала на гнезде «Выход» в режиме «Ка либровка» при положении переключателя рода работы «Свх»;

пр U кал. хх – уровень паразитного сигнала на гнезде «Выход» в режиме «Ка либровка» при положении переключателя рода работы «Спр»;

вых U кал. хх – уровень паразитного сигнала на гнезде «Выход» в режиме «Ка либровка» при положении переключателя рода работы «Свых»;

U изм.. хх – уровень паразитного сигнала на гнезде «Выход» в режиме «Из вх мерение» при положении переключателя рода работы «Свх»;

U изм. хх – уровень паразитного сигнала на гнезде «Выход» в режиме «Из пр мерение» при положении переключателя рода работы «Спр».

Приведем пример градуировочной таблицы, рассчитанной по результатам поверки измерителя. Поверка измерителя состоит в следующем.

Определение погрешности измерения емкости:

1. Определение уровня паразитного сигнала в режиме «Калибровка».

При выполнении данного пункта необходимо откалибровать установку Извлечь калибровочный конденсатор из контактного устройства и установить экран на штатное место.

Провести измерения напряжения на гнезде «Выход» пульта с помощью милли вольтметра В3-48А в положениях переключателя «Род работы»: «Свх», «Спр», «Свых».

До подключения калибровочного конденсатора на штатное место в изме рителе произвести определение его емкости с помощью моста переменного то ка Е7-12 с точностью до 0,1%.

Установить калибровочный конденсатор на штатное место.

2. Определение уровня паразитного сигнала в режиме «Измерение».

Установить на измерителе тумблер в положение «Измерение» при откры той крышке контактного устройства и без установки испытуемого транзистора.

Произвести измерения напряжения на гнезде «Выход» пульта с помо щью милливольтметра В3-48А в положениях переключателя «Род работы»:

«Свх», «Спр», «Свых».



Pages:     | 1 | 2 || 4 | 5 |   ...   | 7 |
 





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.