авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:     | 1 || 3 |

«ИЗВЕСТИЯ ВЫСШИХ УЧЕБНЫХ ЗАВЕДЕНИЙ 6 ...»

-- [ Страница 2 ] --

В конечном итоге условий прекращения трассировки несколько, что обусловлено описанной ранее некорректной оценкой направления или шага трассировки на краях и из гибах контура. Опишем эти условия.

1. Если длина отрезка от последней полученной точки до прогнозируемой (после возврата в контур) равна нулю или (в общем случае) менее заданного значения, то трасси ровка прекращается.

2. На каждой итерации анализируются точки в окрестности 55 пикселей относитель но точки, полученной на предыдущем шаге. Появление в этой окрестности трех и более ра нее определенных точек означает многократный проход алгоритма по одному участку, и трассировка прекращается. Это условие служит также для анализа контура на кольцо.

3. Анализируется условие резкого изменения углов по последним трем точкам:

трассировка прекращается, если угол превышает 90°.

Если принято решение о прекращении трассировки, то проводится еще одна итера ция с гр = 90° для обработки резких изгибов контура.

Поставленная задача исследования трассировки контуров, представленных на изо бражении с многоуровневым квантованием, привела к формулированию критериев вы числительной оптимизации алгоритма, а также к разработке адаптивных алгоритмов оцен ки параметров трассировки. Предложенные частные алгоритмы (выбор оптимального ша га трассировки, выбор центрального угла сектора трассировки, выбор шага изменения уг ла, выбор параметров аппроксимации сечения, анализ выхода линии трассировки за пре делы контура, зацикливания трассировки и окончания трассировки) сохраняют работо способность для большинства контуров, встречающихся на практике.

Качество оптимизации проанализировано на конкретных примерах контурных изо бражений, и результаты исследования (см. таблицу) показали, что за счет использования () Точка 6 ' на рис. 11 не показана.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== адаптивного шага трассировки достигается относительный выигрыш в среднем в 2–3 раза в отношении "вычислительная эффективность/потеря качества".

Библиографический список 1. Прэтт У. Цифровая обработка изображений: В 2 т. М.: Мир, 1982. 790 с.

2. Пальчик О. В. Особенности контурной обработки изображений в лазерных триангуляционных систе мах // Информационные технологии в науке, проектировании и производстве: Мат-лы XIV Всерос. науч. техн. конф. Н. Новгород, 2005. С. 19–20.

3. Пальчик О. В., Горбылев М. С. Трассировка контура представленного на изображении с многоуров невым квантованием // Проблемы передачи и обработки информации в сетях и системах телекоммуникаций:

Мат-лы 14-й Междунар. науч.-техн. конф. Рязань, 2005. С. 123–124.

A. Z. Venedictov, O. V. Pal'chik, M. S. Gorbylev "AGROEL" Ltd. (Ryazan) Investigation and optimization of the method for contour image with multilevel quantization processing The investigation of the published method for contour image processing based on the di rection estimation of routed contour by cut width minimum criterion is carried out. Recom mendations on the tracing parameters optimization, serving to take compromise ratio by price/quality for practical tasks on the trace algorithm realization are offered. The additional criteria which are taking into account abnormal situations are offered and analyzed.

Contour, image, digital processing, trace, tracing, criterion Статья поступила в редакцию 15 апреля 2007 г.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. Проектирование и технология радиоэлектронных средств УДК 621.315. Е. И. Спиридонов Северо-Западный государственный заочный технический университет Методика автоматизированного управления качеством изготовления реакторов преобразовательных устройств Рассмотрен вопрос создания адекватных моделей проектируемых реактивных элементов, базирующийся на методике достоверного прогнозирования параметров ре акторов на основе прежнего опыта, учитываемого критериальными комплексами тео рии подобия. На базе полученных критериев подобия разработаны методы расчета для основных типов реакторов, используемых в источниках вторичного электропитания.

Реактор, теория подобия, критерий, критериальный комплекс "Управление качеством" – это совокупность процедур, обеспечивающих точное выпол нение требований к изделию при минимальных затратах. Интеллектуальная поддержка ин тегрированных систем автоматизированного управления качеством производства реакторов заключается в априорной оценке конечного результата по фактическим значениям влияющих факторов на той или иной стадии изготовления изделия. Получить такие оценки традицион ными методами не удается из-за их недостаточной достоверности (относительная погреш ность достигает 30 %). Вместе с тем параметры готового изделия имеют высокую стабиль ность, что указывает на расхождение модели и реальных процессов, происходящих в изделии.

Создание адекватных моделей реакторов и машинной методики итерационных рас четов их параметров на этапах проектирования и изготовления базируется на достоверном прогнозировании параметров реакторов на основе накопленных практических знаний.

Задача сравнения электромагнитных элементов (реакторов) одного класса достаточ но полно может быть решена с помощью теории подобия (теории размерностей), которая позволяет получить систему безразмерных критериальных зависимостей, характеризую щих условия подобия процессов, протекающих в рассматриваемых устройствах. Критери альные комплексы теории подобия позволяют использовать прежний опыт для формиро вания моделей проектируемых изделий и изготовления их оптимальных конструкций.

В настоящей статье рассматриваются реакторы двух основных типов, используемых в источниках вторичного электропитания на повышенной частоте (звукового и ультразвукового диапазонов): реакторы фильтров и коммутирующие реакторы, предназначенные для схем ис кусственной коммутации преобразователей. Большинство существующих методик [1], [2] ка сается низкочастотных реакторов (50, реже 400 Гц);

тепловой расчет выполняется после расче та реактора;

часто для расчета нужны различные эмпирические коэффициенты, справедливые в основном только для тех типов реакторов, расчет которых выполнялся неоднократно.

© Е. И. Спиридонов, 2007 Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== Системный подход к формированию комплекса критериев подобия подразумевает выполнение двух процедур:

• анализ совокупного влияния факторов, определяющих функциональные свойства гото вого изделия;

• декомпозиционный анализ реакторов по их функциональному назначению и конкрет ным условиям функционирования.

Анализ совокупного влияния определяющих факторов выполнен с использованием -теоремы [3], согласно которой число независимых критериев подобия m при n опреде ляющих величинах и k величинах с независимыми размерностями равно m = n k, при чем критерии являются безразмерными степенными комплексами вида Пi = x1 1 x2 2 … xk k xk + i ;

i = 1, …, m, a a a где x1, x2, …, xk – определяющие величины с независимыми размерностями;

xk +1, xk + 2, …, xk + m – определяющие величины с зависимыми размерностями;

a1, a2, …, an – про извольные вещественные числа.

Формализованная процедура определения безразмерных степенных комплексов (критериев подобия) сводится к следующему [4]:

1. Приводятся формулы размерностей всех определяющих параметров с q основны ми единицами измерения 1, 2, …, q. В случае, если размерности одних параметров элементарно выражаются через размерности других, т. е. могут быть представлены в виде [ xl ] = [ xi ]i ( i – вещественные числа), то сразу могут быть получены критерии подобия i, и в дальнейших преобразованиях эти величины опускаются.

xl xi 2. Формируется безразмерный степенной комплекс, причем все xn имеют различные размерности и [ xi ] 1.

3. Система решается последовательным исключением неизвестных. Тождества, по лучающиеся в случае k q, отбрасываются.

4. Выражения для a1, a2, …, ak через независимые величины ak +1, …, ak + m под ставляются в степенной комплекс, и сомножители группируются в m критериев подобия.

Критерии подобия отображают электромагнитные, геометрические, тепловые параметры реактора – прообраза. Критерии группируются в критериальные комплексы, для которых, ос новываясь на данных для наиболее оптимальных по массогабаритным показателям из разра ботанных реакторов, можно определить средние значения полученных критериев подобия.

В соответствии с [5] у реактора выделяются 12 основных параметров: Vм – объем магнитопровода;

W – энергоемкость реактора;

Q – добротность;

T – температура пере грева;

µ a – магнитная проницаемость магнитопровода;

– удельное сопротивление про вода обмотки;

f – частота;

A – параметр, характеризующий потери в магнитопроводе1 [6];

Представляет собой потери в единице объема ( см3 ) при частоте 1 Гц и магнитной индукции 1 В с см 2.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. – коэффициент теплоотдачи;

kм – коэффициент заполнения окна магнитопровода ак тивным материалом;

kдоб – коэффициент увеличения сопротивления обмотки на повы шенной частоте и kТ – коэффициент увеличения сопротивления обмотки при нагреве. То гда система критериев подобия будет состоять из четырех критериев: П1 = µ a f 1 2 A;

(Vм2 3µa fkм ) ;

П3 = Vм 3T (Wf ) ;

П 4 = Q.

П 2 = kдоб kT Можно показать, что для реакторов каждый из первых трех критериев подобия есть величина, обратно пропорциональная добротности, соответственно: П1 – магнитопровода, П 2 – обмотки, П 3 – всей системы в целом.

Имея вариацию четырех критериев подобия, решить вопрос об оптимальности систе мы достаточно сложно. Поэтому целесообразно при проектировании рядов коммутирую щих реакторов и реакторов на повышенную частоту использовать обобщенные критерии подобия (критериальные комплексы), которые, в свою очередь, также являются критерия ми подобия [3]. Такими комплексами могут быть: DW = П1П 2 П3 = Akдоб kT kм ( ) f 3 4W Vм T, обеспечивающий заданную энергоемкость W, и DQ = П 4 П1П 2 = ( ) = Akдоб kТ k м Q Vм 3 f 1 4, обеспечивающий заданную добротность Q.

Основываясь на данных для наиболее оптимальных по массогабаритным показате лям из разработанных реакторов можно определить средние значения полученных крите риев подобия для реакторов фильтров [7], [8]: DW 0.3, DQ 100.

Реакторы фильтров работают при значительном подмагничивающем поле B0 B ( B – значение переменной составляющей магнитной индукции). Коммутирующие реак торы работают при малом или равном нулю подмагничивающем поле и значительном пе ременном поле ( B0 B ). При повышенных частотах в магнитопроводе вблизи немаг нитного зазора, вводимого для различных целей (приближение вебер-амперной характе ристики магнитопровода к линейной, уменьшение объема магнитопровода, улучшения добротности реактора и т. д.) возникают дополнительные потери мощности вследствие потока выпучивания, которые учитываются коэффициентом kз = ( Pв + Pм ) Pм ( Pв и Pм – мощности потерь вблизи зазора магнитопровода и в его массе соответственно), вводимом в критерии для коммутирующих реакторов [7], [8]: DW = П1П 2 П3 = Akдоб kT k3 kм ( ) ( ) f 3 4W Vм T и DQ = П 4 П1П 2 = Akдоб kТ k3 k м Q Vм 3 f 1 4.

На базе полученных критериев подобия разработана методика расчета для двух ос новных типов реакторов, используемых в источниках вторичного электропитания: реак торов фильтров и коммутирующих реакторов [7], [8].

Разработка этой методики инициирована результатами анализа исследований, пуб ликациями и производственным опытом изготовления реакторов. Адекватность моделей Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== может быть обеспечена детальным анализом функциональной связи параметров изделия с физическими и геометрическими параметрами его конструктивных компонентов. По ре зультатам анализа разработаны алгоритмы управления и пакеты прикладных программ.

Практическая ценность методики состоит в том, что предложенные методики и ал горитмы обеспечивают:

• повышение функциональной полноты систем автоматизированного управления техно логическими процессами изготовления реакторов;

• априорную оценку параметров изделия на стадии проектирования;

• снижение затрат на проведение стендовых испытаний и лабораторных исследований опытных образцов;

• сокращение энергопотерь в реакторах.

Разработанные алгоритмы и программы автоматизированного управления получи ли практическую реализацию в ЗАО "Электротехнические системы 1" при проектирова нии и изготовлении серийных изделий [8], [9]. Сравнение расчетных параметров реакто ров с параметрами реакторов, изготовленных на ПО "Прожектор" и ЗАО "Электротехни ческие системы 1", показало удовлетворительную сходимость (расхождение до 12 %).

Библиографический список 1. Лейтес Л. В. Электромагнитные расчеты трансформаторов и реакторов. М.: Энергия, 1981. 392 с.

2. Бамдас А. М., Савиновский Ю. А. Дроссели переменного тока радиоэлектронной аппаратуры (катуш ки со сталью). М.: Сов. радио, 1969. 248 с.

3. Седов Л. И. Методы подобия и размерностей в механике. М.: Наука, 1972. 268 с.

4. Лебедев А. Н. Простейший формальный метод определения критериев подобия при анализе размер ностей // Изв. вузов. Энергетика. 1977. № 4. С. 16–18.

5. Русин Ю. С. Об условиях соразмерности трансформаторов и дросселей // Изв. вузов. Энергетика.

1976. № 3. С. 30–34.

6. Русин Ю. С., Гликман С. Я., Горский А. Н. Электромагнитные элементы радиоэлектронной аппара туры: Справочник. М.: Радио и связь, 1991. 224 с.

7. Горский А. Н., Русин Ю. С., Спиридонов Е. И. Расчет дросселей фильтров // Радиотехника. 1991. № 2.

С. 91–93.

8. Горский А. Н., Спиридонов Е. И. // Проблемы машиноведения и машиностроения: Межвуз. сб. / СЗТУ.

СПб., 2006. С. 42–52 (Вып. 36.) 7. Горский А. Н., Иванов Н. Р., Спиридонов Е. И. Автоматизированный расчет трансформаторов и ре акторов преобразующих устройств // Применение выч. техники для исследования и автоматизации проек тирования преобразователей: III Всесоюз. науч.-техн. совещ., г. Николаев, 11–14 сент. 1998 г.: Тез. докл.

М.: Информэлектро, 1998. С. 150–151.

E. I. Spiridonov Northwest state correspondence technical university Automated management technique by quality of manufacturing of reactors of converting devices The question of creation of adequate models of the projected jet elements, based on a technique of authentic forecasting of reactors parameters on the basis of the former experience considered by criterion complexes of similarity theory is examined. On the basis of the re ceived criteria of similarity calculation methods are developed for the basic types of the reac tors used in sources of secondary power supplies.

Reactor, theory of similarity, criterion, criterion complex Статья поступила в редакцию 25 декабря 2006 г.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. УДК 621.372(075.8) Н. Э. Унру, Е. В. Григорьев Новосибирский государственный технический университет Перестраиваемые квазиполиномиальные режекторные фильтры третьего порядка на сосредоточенных элементах Рассмотрены схемные реализации и частотные характеристики ряда схем пере страиваемых квазиполиномиальных трехконтурных режекторных фильтров. Предло жен метод проектирования;

приведены расчетные и экспериментальные параметры спроектированного и изготовленного фильтра.

Режекторный фильтр, перестраиваемый фильтр, квазиполиномиальный фильтр, сосредоточенный фильтр, фильтр на варикапах, метод расчета Полиномиальные режекторные фильтры нашли применение в радиоэлектронике, измерительной технике и связи. Они используются, например, в передатчиках для подав ления гармоник и субгармоник выходного сигнала и в приемниках для подавления неже лательных частотных составляющих входного сигнала и излучения собственного гетеро дина. В последней ситуации использование режекторных фильтров может оказаться более эффективным, чем использование полоснопропускающих фильтров.

Методы синтеза полиномиальных режекторных фильтров на сосредоточенных эле ментах хорошо известны (см., например, [1], [2]). Однако при выполнении этих фильтров на сосредоточенных элементах требуются номиналы индуктивностей и емкостей в про дольных и поперечных ветвях, отличающиеся, примерно, в f 0 f1 раз, где f 0 = fs f+ s центральная частота полосы задерживания (ПЗ);

f1 = f 1 f1 ширина полосы непро пускания (ПНП) ( f s и f + s верхняя и нижняя граничные частоты ПЗ;

f 1 и f1 гра ничные частоты верхней и нижней полос пропускания (ПП)). При этом требуемые значе ния элементов полиномиальных фильтров могут оказаться нереализуемыми на практике.

Вторым существенным отрицательным свойством полиномиальных режекторных фильтров является сложность их перестройки по частоте из-за сложности реализации пе рестраивающего устройства.

Элементы полиномиального режекторного фильтра на сосредоточенных элементах оп ределяются через элементы НЧ-прототипа по формулам [1], [2]: Ci = ( i 2f1R2 ) ;

Li = ( 2f 0 ) Ci для продольных ветвей (параллельных контуров) и Li = R2 ( i 2f1 ) ;

Ci = ( 2f 0 ) Li для поперечных ветвей (последовательных контуров), где i – значение элемента НЧ-прототипа;

R2 сопротивление нагрузки. Отсюда следует, что для обеспече ния постоянства абсолютного значения f1 (а вместе с ней, и ширины ПЗ f s = f s f + s ) в © Унру Н. Э., Григорьев Е. В., 2007 Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== диапазоне перестройки необходимо параллельные контуры полиномиального режекторного фильтра перестраивать индуктивностью, а последовательные контуры емкостью. Для обеспечения же постоянства значения f1 f 0 в диапазоне перестройки следует для пере стройки контуров использовать и емкости, и индуктивности. Перечисленные требования к устройству перестройки полиномиального режекторного фильтра аналогичны требованиям, которые предъявляются к устройству перестройки полиномиальных полоснопропускающих фильтров [3] [4], и также практически труднореализуемы.

В известной научно-технической литературе вопросы проектирования и применения как перестраиваемых, так и неперестраиваемых режекторных фильтров освещены лишь частично [1], [5][7]1. Целью данной статьи является представление методов проектирова ния и результатов изучения электрических свойств режекторных фильтров, в которых ис пользуются одинаковые контуры и относительно просто реализуется частотная перестройка.

Метод проектирования режекторных фильтров. Задача в аналогичной постановке уже стояла перед разработчиками полоснопропускающих фильтров. Ее успешное решение связано с использованием LC-инверторов сопротивлений и проводимостей первого поряд ка на сосредоточенных элементах [1][4]. Используя их, удается преобразовать парал лельные резонаторы в поперечных ветвях в последовательные резонаторы в продольных ветвях, и наоборот. Получающиеся в результате полоснопропускающие фильтры именуют квазиполиномиальными.

К сожалению, этот подход невозможно использовать для разработки метода расчета квазиполиномиальных режекторных фильтров потому, что значения сопротивлений (или проводимостей) отрицательных элементов LC-инверторов в ПЗ несоизмеримы с сопро тивлениями (или проводимостями) параллельного (последовательного) контура. Возмож но использование в качестве инверторов четвертьволновых отрезков длинных линий [1], [8], но это целесообразно лишь для распределенных резонансных систем.

Для разработки метода расчета запишем функцию рабочего затухания [8] полиноми ального трехконтурного режекторного фильтра (рис. 1) и некоторых наилучших (с точки зрения их практической реализации) схем трехконтурных квазиполиномиальных режек торных фильтров (рис. 25): L ( ) = ( R2 4 R1 ) A + B R2 + CR1 + D ( R1 R2 ), где = 2f ;

A, B, C, D элементы матрицы передачи;

R1 сопротивление источника сигнала.

Сосредоточенные квазиполиномиальные режекторные фильтры, так же, как и квази полиномиальные полоснопропускающие фильтры [2]–[4], состоят из контуров лишь одно го типа (только последовательных или только параллельных), элементами связи между которыми являются простейшие L- или С-элементы.

Для нахождения параметров элементов связи и индуктивности контуров L составим систему из трех нелинейных уравнений. При этом предположим, что все контуры фильтра См. также: Унру Н. Э., Григорьев Е. В. Двухрезонаторные перестраиваемые квазиполиномиальные режек торные фильтры на распределенных элементах с параллельным резонансом // Исследовано в России. Т. 29.

2007. С. 281–290. URL: http://zhurnal.ape.relarn.ru/articles/2007/029.pdf ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. идентичны, и, значит, существенно упро- L2 L1 L щается перестройка фильтра. Например, для схемы рис. 2 упомянутая система нелиней- L ных уравнений имеет вид L3 L2 C C2 C B ( f1 ) G ( f1, L, L01, L12 ) = 0;

C C1 C B ( f 2 ) G ( f 2, L, L01, L12 ) = 0;

(1) а б B ( f3 ) G ( f3, L, L01, L12 ) = 0, Рис. если искомыми являются три параметра схемы ( L01, L и L12 ), или B ( f1 ) G ( f1, L, L12 ) = 0;

B ( f 2 ) G ( f 2, L, L12 ) = 0, (2) если искомыми являются два параметра схемы ( L и L12 ), а индуктивности связи с внешними цепями L01 задаются исходя из удобства конструктивной реализации фильтра. Здесь B ( f ) и G ( f,...) – функции рабочего затухания для поли- и квазиполиномиального режекторных фильтров соответственно. При составлении систем (1) или (2) можно на отдельных частотах за дать желаемое значение G ( f,...), например B ( f 2 ) = 1. Тогда система (2) приобретет вид B ( f1 ) G ( f1, L, L12 ) = 0;

1 G ( f 2, L, L12 ) = 0.

(3) Уравнения (1)–(3) указывают, что на частотах f1, f 2 и f3 значения функций рабо чего затухания полиномиального B ( f ) и квазиполиномиального режекторного G ( f,...) фильтров должны совпадать.

При нахождении решения систем (1)(3), как и при решении любой системы нели нейных уравнений, большое значение имеет правильный выбор не только начального приближения, но и метода решения.

L01 C12 C12 L L01 L12 L12 L C C C C C C L L L L L L Рис. 2 Рис. L L L L L L C C C C C C С01 С C12 C12 L12 L12 L L Рис. 4 Рис. Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== Поскольку уравнения нелинейны и имеют большой порядок, то для нахождения ре шений этих систем не удается использовать аналитические методы. Кроме того, в общем случае значения функций рабочего затухания полиномиального и квазиполиномиального режекторных фильтров не могут быть равными в двух (или трех) произвольных точках.

Вследствие этого задачу решения системы нелинейных уравнений приходится заменить задачей поиска минимума функции двух или трех переменных.

Аналитические результаты. Выражения для функции рабочего затухания трехкон турного полиномиального режекторного фильтра с точностью до постоянного множителя имеют вид:

• для схемы рис. 1, а:

2C L 1 2 1 + R1 + L2 + 2 C1R1 R1 C1 L2 ;

2 B ( ) = 1 R2 2 R2 1 • для схемы рис. 1, б:

2 L C 1 2 1 + R1 + 2 L1 + C2 R1 C2 L 2 B ( ) = 1, 1 2 R2 1R 1 2 R где 1 = 1 2 L1C1;

2 = 1 2 L2C2 (учтено, что C1 = C3 и L1 = L3 ).

Выражения для функции рабочего затухания G ( ) приведенных схем квазиполино миальных режекторных фильтров сведены в таблицу, где = 1 2 LC.

Результаты вычислений. Для облегчения использования приведенных в таблице аналитических выражений на рис. 6–9 представлены полученные расчетным путем ампли тудно-частотные характеристики (АЧХ) S ( f ) квазиполиномиальных режекторных фильт ров по схемам рис. 2–5 соответственно2. Рис. 6–9 дают представление о том, как изменя ется АЧХ рассмотренных квазиполиномиальных режекторных фильтров в диапазоне пе ( f0 min, f0 max ), рестройки что упрощает выбор схемы фильтра для конкретных целей.

Поскольку диссипативные потери в элементах фильтра существенно сказываются на уровне режекции в ПЗ и их желательно учитывать, при вычислениях собственная доброт ность всех элементов фильтров была принята равной 200.

Расчет полиномиального режекторного фильтра выполнялся для следующих исход ных данных: гарантированная режекция в ПЗ as = 20 дБ, уровень пульсации в ПП ( КСВН = 1.355 ), АЧХ низкочастотного прототипа чебышевская, a = 0.1 дБ R1 = R2 = 50 Ом, f + s = 388 МГц, f s = 412 МГц, f 1 = 448 МГц и f +1 = 351 МГц. Полу ченные значения C1 использовались при расчете квазиполиномиальных режекторных фильтров как величины контурных емкостей.

На рис. 6–9 АЧХ фильтров соответствуют значениям контурных емкостей C = 10 (кривые 1), 3.5 (кривые 2) и 2 пФ (кривые 3).

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. Схема G ( ) фильтра Рис. 2 CL12 4 2CL12 L01 4C 2 L12 L01 1 + С 3L 3L + 1 + R1 + + 2 2 R 2 01 1 CL12 2 C L12 L01 6 2 CL12 L 2 L12 + 2 L + 2 + + 22 4 R2 L2 4 C 2 L12 4 2CL C R1 01 3+ + R2 32 L С 42C 2 L01 2C 3 L Рис. R 01 + 3С + С 1 1 + 1 + С12 2С 3С12 R 2С 43C 2 L 01 3 01 + 6CL01 + 4 R1C + 2 2L 01 + R1C + 3CL2 R 2С R2 R2 С12 2С12 3С R 2 3R C C L01 2C 2 L +1 + 3 2 C R2 3С12 R2 2С12 R2 С R2С12 2 2 Рис. 2 LС12 42 LС01С12 4 L2С01С12 1 + L 3С 3С + 1 + R1 + + 2 2 R 2 01 4 L3С 2 C 3R12 LC01 R12 LС12 R16C01L3С +2 12 01 + 2 R C + 2 2 R2 3 1 3L 4 R1 C01L C12 2 R1 C01L С12 6 R12C01LC12 42C12 L +2 R1C12 + + + 422 4 R2 R 2 2 Рис. 3L R + 1 1 + 1 + + + + + 4 L2 L3 L 3L L L01L12 2 L12 L013 L2 12 L12 R R 3L + 1 + L3 4 L2 2 L 6L 2 L L2 L2 3 L01L12 L12 L2 L2 L12 2 L01L2 2 L01 L 01 12 12 01 L 4L + + + L R2 L12 L2 2 Поиск решения системы нелинейных уравнений (1) (т. е. расчет искомых параметров квазиполиномиальных режекторных фильтров) выполнялся на верхней частоте диапазона перестройки f 0 max = 400 МГц при f1 = 0.99 f0, f 2 = 0.93 f 0 и f3 = 0.83 f 0 для схем на рис. 2 и 4 и f1 = 0.99 f0, f 2 = 1.07 f 0 и f3 = 1.17 f0 для схем на рис. 3 и 5, причем было принято B ( f3 ) = 1. Выбором частот f1, f 2 и f3 задавалась АЧХ проектируемого квази полиномиального режекторного фильтра.

Из предварительного рассмотрения представленных на рис. 6–9 зависимостей можно сделать следующие выводы и рекомендации.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== f, МГц f, МГц 150 250 150 250 – – 2 2 – – – – S, дБ S, дБ Рис. 6 Рис. f, МГц f, МГц 150 250 350 150 250 0 – 25 – 1 2 1 – 50 – – 75 – S, дБ S, дБ Рис. 8 Рис. АЧХ всех схем квазиполиномиального режекторного фильтра имеют некоторое сходство с АЧХ эллиптических фильтров высоких и низких частот, но в отличие от по следних ПЗ у них не простирается до нуля или до бесконечности. Следовательно, АЧХ квазиполиномиальных режекторных фильтров имеют только одну ПП и этим они отлича ются от полиномиальных режекторных фильтров.

У фильтров со схемами, представленными на рис. 2 и 4, ПЗ располагается всегда выше, а у фильтров со схемами, представленными на рис. 3 и 5, – ниже по частоте относи тельно ПП. Ширина ПЗ у фильтров всех схем увеличивается с ростом частоты настройки и не является ни абсолютно, ни относительно постоянной, но она все-таки ближе к относи тельно постоянной.

Результаты натурных экспериментов и вычислений. Для экспериментальной проверки предложенной процедуры рассчитан квазиполиномиальный режекторный фильтр по схеме на рис. 2 и по указанным ранее исходным данным. В результате вычис лений получены значения параметров элементов полиномиального режекторного фильтра (рис. 1): L1 = L3 = 79.528 нГн, L2 = 5.54 нГн, C1 = С3 = 1.99 пФ, С2 = 28.6 пФ. При вы полнении расчета квазиполиномиального режекторного фильтра по (3) были выбраны значения частот f1 = 0.99 f 0 и f 2 = 0.93 f 0. Величины элементов квазиполиномиального режекторного фильтра при выборе С = 2 пФ (что достаточно близко к величине C1 ) по лучились следующими: L12 = 12.64 нГн, L = 79.05 нГн. Величина L01 = 7 нГн выбира лась из конструктивных соображений.

На рис. 10 приведена принципиальная электрическая схема квазиполиномиального режекторного фильтра, изготовленного согласно расчету, а на рис. 11 его АЧХ. Харак ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. f, МГц 10 нФ 7 нГн 12 нГн 12 нГн 7 нГн 10 нФ 80 220 79 нГн 79 нГн 79 нГн 20 кОм 10 нФ – SMV1234- SMV1234- SMV1234- 10 нФ f0 = = 383.5 МГц 183.5 300. Uв – S, дБ Рис. 10 Рис. теристики построены для частот настройки f 0 = 180.5 МГц (обеспечиваемой емкостями варикапов, равными 10 пФ, устанавливаемыми при подаче на них напряжения U в = 0.1 В ), 300.5 МГц (3.5 пФ, 4.03 В) и 383.5 МГц (2.2 пФ, 15.52 В). Сплошными ли ниями даны экспериментальные, а штриховыми – расчетные характеристики. На рис. представлены экспериментальные зависимости потерь в ПП a при тех же емкостях вари капов, а на рис. 13 зависимости f s ( f0 ) для as, равной 20, 30, 40 и 50 дБ. Размеры фильтра составили 40 30 20 мм. При выполнении расчетов собственная добротность всех индуктивностей была принята равной 200.

Полученные результаты позволяют сделать следующие выводы.

Впервые представлены практически значимые для профессиональной аппаратуры экспериментальные данные перестраиваемого квазиполиномиального режекторного фильтра со значительным уровнем режекции в ПЗ и невысокими потерями в ПП. Фильтр с аналогичными параметрами можно использовать как в измерительной аппаратуре, так и для решения проблемы электромагнитной совместимости [9].

Получено хорошее совпадение экспериментальных и расчетных данных.

Предложенная модель квазиполиномиального режекторного фильтра (не учиты вающая тепловых потерь в элементах) показала свою высокую эффективность для прак тики при использовании высокодобротных варикапов и заметно хуже работает при ис пользовании низкодобротных элементов перестройки [7]3.

Порядок проектирования перестраиваемого квазиполиномиального режекторного фильтра состоит из следующих этапов.

1. На основании предъявляемых к проектируемому квазиполиномиальному режек торному фильтру требований с использованием схем на рис. 6–9 и сделанных по ним вы водов в настоящей статье выбирают его схему (рис. 2–5). Определяют значение частоты f 0 из диапазона перестройки ( f 0 min, f0 max ), на которой будет выполняться расчет.

2. Учитывая, что величины f s и f1 меняются при перестройке (см. рис. 6–9), оп ределяют их значения для принятого значения f 0. Задаваясь качеством фильтрации, оп ределяют as и a. Принимают величину сопротивления источника R1.

См. также: Унру Н. Э., Григорьев Е. В. Двухрезонаторные перестраиваемые квазиполиномиальные режек торные фильтры на распределенных элементах с параллельным резонансом // Исследовано в России. Т. 29.

2007. С. 281–290. URL: http://zhurnal.ape.relarn.ru/articles/2007/029.pdf Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== a, дБ f s, МГц as = 20 дБ f0 = = 180.5 МГц 300. 4 383.5 2 0 f, МГц f 0, МГц 50 131 212 293 160 220 280 Рис. 12 Рис. 3. Выполняют расчет полиномиального режекторного фильтра третьего порядка [1]– [3] для принятых значений f 0, f s, f1, as, a, R1. Результаты этого расчета являются исходными данными для расчета квазиполиномиального режекторного фильтра.

4. Используя значение С С1, как близкое к оптимальному, и решая систему нели нейных уравнений (1), (2) или (3), рассчитывают значения элементов квазиполиномиаль ного режекторного фильтра. На данном этапе формируется АЧХ фильтра. При этом, как представляется, удобно принять f1 f 0, а для f 2 и f3 выбирать точки на скате ПЗ, при мыкающем к ПП.

5. Проводят компьютерный анализ АЧХ рассчитанного квазиполиномиального ре жекторного фильтра в диапазоне частот и в диапазоне перестройки и (если необходимо) корректируют значения его элементов либо осуществляют переход к другой схеме с по вторным расчетом.

Рассмотренный метод проектирования перестраиваемых квазиполиномиальных ре жекторных фильтров требует бльших трудозатрат, чем процесс проектирования пере страиваемых (и тем более неперестраиваемых) квазиполиномиальных полоснопропус кающих фильтров.

Предложенный метод проектирования может быть с успехом обобщен и для проек тирования квазиполиномиальных режекторных фильтров не только другого порядка, но и другой схемной реализации. Для этого необходимо получить известными в радиотехнике аналитическими методами выражения для B ( f ) и G ( f,...) и провести проектирование по рассмотренной методике.

Библиографический список 1. Маттей Д. Л., Янг Л., Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи / Пер. с англ.;

Под ред. Л. В. Алексеева и Ф. В. Кушнира: В 2 т. Т. 1. М.: Связь, 1971. 393 с. Т. 2. М.: Связь, 1972. 495 с.

2. Алексеев Л. В., Знаменский А. Е., Лоткова Е. Д. Электрические фильтры метрового и дециметрового диапазонов. М.: Связь, 1976. 280 с.

3. Ханзел Г. Е. Справочник по расчету фильтров. США, 1968. / Пер. с англ.;

Под ред. А. Е. Знаменского.

М.: Сов. радио, 1974. 288 с.

4. Знаменский А. Е., Попов Е. С. Перестраиваемые электрические фильтры. М.: Связь, 1979. 128 с.

5. Tunable Superconducting Band-Stop Filters / S. S. Gevorgian, F. E. Carlsson, E. L. Kollberg, E. Wikborg // 1998 MTT-S Int. Microwave Symposium Digest. 1998. Vol. 2. P. 1027–1030.

6. Hunter I. C., Rhodes J. D. Electronically Tunable Microwave Bandstop Filters // IEEE Trans. on MTT. 1982.

Vol. MTT-39, № 9. P. 1361–1367.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 7. Унру Н. Э., Григорьев Е. В. Электрические характеристики и метод проектирования двухконтурных перестраиваемых квазиполиномиальных режекторных фильтров с параллельным резонансом // Науч. вест.

НГТУ. 2007. № 1(26). С. 65–74.

8. Фельдштейн А. Л., Явич Л. Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Радио и связь, 1982. 328 с.

9. Унру Н. Э. Возможности использования квазиполиномиальных перестраиваемых режекторных фильтров в бортовых комплексах радиосвязи // Мат-лы 6-го междунар. симп. по электромагнитной совмес тимости и электромагнитной экологии, Санкт-Петербург, 21–24 июня 2005 г. СПб.: Изд-во СПбГЭТУ "ЛЭТИ", 2005. С. 187191.

N. E. Ounrou, E. V. Grigorjev Novosibirsk state technical university Tuned quasipolynomial bandstop filters of the third order on the lumped elements Circuit realizations and frequency characteristics of some circuits of tuned quasipolyno mial three contours bandstop filters are considered. The method of designing is offered, com puting and experimental parameters of the designed and made filter are given.

Bandstop filter, tuned filter, quasipolynomial filter, filter on lamped elements, filter on varicaps, method of calculation Статья поступила в редакцию 15 июня 2007 г.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== Радиолокация и радионавигация УДК 621.396. В. И. Кошелев, Ву Туан Ань Рязанский государственный радиотехнический университет Каскадно-многоканальная структура алгоритма обработки радиолокационных сигналов Предложена структура системы обработки сигналов на основе каскадного вклю чения многоканальных режекторных и доплеровских фильтров. Оптимизированы пара метры предложенной структуры и проведен анализ ее эффективности по критерию максимума коэффициента улучшения отношения "сигнал/(помеха+шум)". Получены вы ражения, оптимизирующие порядки многоканальных фильтров в зависимости от сиг нально-помеховой обстановки.

Каскадно-многоканальные фильтры, оптимизация структуры и параметров Как известно [1], структура оптимального алгоритма выделения пачки когерентно импульсных сигналов с неизвестной доплеровской фазой на фоне коррелированных помех в частных случаях сводится к каскадному включению одноканального режекторного и многоканального доплеровского фильтров. Первый из них, называемый также фильтром селекции движущихся целей (СДЦ), обеспечивает подавление коррелированных помех, а второй – когерентное накопление сигналов целей на фоне остатков помех.

Структуры рассматриваемого класса алгоритмов основаны на использовании разли чий спектрально-корреляционных характеристик сигналов, отраженных от движущихся целей, и неподвижных или медленно перемещающихся источников пассивных помех.

Традиционно, режекция коррелированных помех осуществляется в одноканальных ли нейных фильтрах КИХ- или БИХ-структуры [1]. Системы СДЦ, построенные по одноканаль ному алгоритму режекции, реализуются линейным режекторным фильтром (РФ). Для увели чения степени режекции пассивных помех оптимизируют коэффициенты, а при необходимо сти повышают порядок режекторного фильтра. Однако при одноканальной режекции помех не могут быть учтены параметры выделяемых сигналов, что приводит к снижению отноше ния "сигнал/шум" и ухудшает интегральные показатели качества системы обнаружения.

Многоканальные режекторные фильтры (МРФ) селекции сигналов на фоне коррелированной помехи при априорной неопределенности доплеровской частоты сигнала, построенные в со ответствии с алгоритмом, представленном в [2], частично решают данную проблему.

Для повышения эффективности выделения сигналов движущихся целей на фоне пассив ных помех в настоящей статье предлагается использовать комбинированную структуру алго ритма фильтрации с применением каскадного включения двух многоканальных фильтров.

Цель исследования. Синтез и оптимизация параметров систем обработки радиоло кационных сигналов, построенных на основе комбинации многоканального РФ (МРФ) и © Кошелев В. И., Ву Туан Ань, ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. МРФ РФ1 РФ 2 РФ L … МН L МН1 МН КН 2P КН LP КН 21 КН 22 КН L1 КН L КН11 КН12 КН1P … … … … … … Рис. многоканального накопителя (МН) доплеровских сигналов на фоне остатков режекции помех.

Структура систем обработки сигналов на основе комбинации МРФ и МН приведена на рис. 1 и включает L одноканальных РФ, отличающихся значениями коэффициентов.

Выход каждого РФl соединен с отдельной группой МНl, состоящей, в свою очередь, из канальных накопителей КНlp, p = 1, P.

Для каждого l-го ( l = 1, L ) канала установлен порядок m, так что он характеризуется вектором обработки G l = Gl1, …, Glm, где Glk = glk exp ( ik п ) ;

k = 1, m ( glk – дейст T вительные коэффициенты РФl ;

п – доплеровский сдвиг фазы помехи за период повто рения импульсов T ;

);

"T " – символ транспонирования. Остатки режекции поступают на l-й МНl, характеризуемый ( N m ) -мерным комплексным вектором коэффициентов им пульсной характеристики hlp = hlp1, hlp2, …, hlpN m, где hlpk = hlpk exp ( ik k ) ( hlpk – T действительные коэффициенты КНlp ;

k – ожидаемое значение доплеровского сдвига фазы);

N – число импульсов в пачке. Множитель exp ( ik k ) обеспечивает настройку k-го канала на значение k.

Критерий синтеза системы обработки. Предлагается использовать метод последо вательной оптимизации параметров МРФ и МН.

При равномерной по априорно неизвестной доплеровской фазе сигнала с расстановке МРФ ширина каждого из m его каналов будет одинакова и равна. Предполагая величину сдвига доплеровской фазы сигналов равновероятной в пределах полосы пропускания любого доплеровского канала с центральным значением l, определим максимум коэф фициента улучшения отношения "сигнал/помеха" на выходе l-го канала МРФ. Вектор об работки G l в каждом канале должен соответствовать критерию максимума среднего в пределах канала отношения "сигнал/(помеха+шум)":

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== l + G lH rcG l l = max l d c = max, (1) G lH rпшG l l G lH RcG l где l = – коэффициент улучшения отношения "сигнал/(помеха+шум)" при из G lH Rпш G l вестном доплеровском сдвиге фазы сигнала с ;

" H " – знак эрмитового сопряжения;

Rc – корреляционная матрица сигнала;

Rпш = Rп + I ( Rп – корреляционная матрица помехи;

I – единичная матрица1;

– отношение "шум/помеха". Элементы матриц в выражении (1) имеют вид rс ( j, k ) = с ( j, k ) sinc ( j k ) cos ( l п )( j k ) ;

rпш ( j, k ) = п ( j, k ) + I ( j, k ) ;

{( } – коэффициен ) c ( j, k ) = exp FcT ( j k ) и п ( j, k ) = exp 2 2.8 FпT ( j k ) ты межпериодной корреляции сигнала и помехи соответственно;

FсT и FпT – относитель ные ширины спектров сигнала и помехи, соответственно, по уровню половинной мощности.

Параметр l является корнем характеристического уравнения det {rc l rп } = 0 и ра вен максимальному собственному значению действительной матрицы rп 1rc ( "1" – знак обратной матрицы), а соответствующий ему собственный вектор этой матрицы, опреде ляемый из матричного уравнения rп 1rcG l = l G l, представляет собой искомый вектор G l.

Прохождение входного процесса через МРФ удобно характеризовать N-мерной квад ратной матрицей режекции D [3], элементы которой D jk = G j k при k j min ( n, m + k ) и D jk = 0 в противном случае. Для учета сокращения обрабатываемой выборки на выходе МРФ с целью исключения переходного процесса введем N-мерный вектор-столбец:

H lpk = 0 при 1 k m и H lpk = hk mlp exp i ( k m ) k при m k N.

Будем характеризовать эффективность обработки сигнала на фоне помех в l-м кана ле МРФ и lp-м канале МН коэффициентом улучшения отношения "сигнал/(помеха+шум)", HT *DlT * Rc Dl Hlp который имеет вид µlp =. Здесь в отличие от рассмотренных ранее lp H lpT * DlT *Rпш Dl H lp выражений векторы являются N-мерными, а матрицы имеют размеры N N.

Критерий синтеза МН выглядит следующим образом:

p + hT * A hlp max µlp = max µlp d c = max 1 lp hT * B hlp, (2) p 2 lp где p – центр фазовой настройки канала КНlp ;

– общая для всех каналов МН шири на фазовой настройки (при равномерной расстановке всех каналов КН);

" " – знак опе Все матрицы имеют размеры m m.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. рации, состоящей в вычеркивании первых m строк и m столбцов матриц, что необходимо для исключения переходного процесса в фильтре.

Элементы матриц A и B имеют вид:

g m u g m vс ( j m + v, k m + u ) sinc ( j k + v u )( 2 ) A jk = m m cos ( j k ) ( p p ) + ( u v ) ( п p ) ;

u =0 v = gm u gm v {п ( j m + v, k m + u ) cos ( j k ) ( п p ) + I ( j, k )} ;

B jk = m m u =0 v = В соответствии с критерием (2) при фиксированной матрице D вектор hlp определя ется как собственный вектор матрицы B A, соответствующий ее максимальному собственному значению.

В работе [4] показано, что усредненный коэффициент улучшения по всем возмож ным значениям с увеличивается при увеличении числа каналов МРФ, однако это далеко не всегда приводит к увеличению вероятности правильного обнаружения. Как правило, оптимальное число каналов не должно быть слишком большим (обычно, не более 5). По этому далее рассматриваются результаты оптимизации при числе каналов L 5.

Оптимизация. Для упрощения задачи оптимизации предположим, что доплеровская фаза помехи скомпенсирована на входе фильтров, т. е. п = 0, а МН в каждом из каналов шириной настроен на среднее ожидаемое значение с.

На рис. 2 показана зависимость усредненного по всем возможным значениям с ко эффициента улучшения µ в зависимости от порядка2 m и количества каналов L МРФ при p = с ;

N = 12 ;

FпT = 0.1 ;

FсT = 0.01 ;

= 60 дБ. Из анализа зависимости следует, что в рассмотренном случае при m 6 эффективность комбинированной системы слабо зависит от числа каналов МРФ. При m 6 эффективность системы значительно повышается при увели чении числа каналов. Например, выигрыш в эффективности при L = 5 относительно L = 1 со ставляет 0.8 дБ для m = 6 и 4.5 дБ для m = 10. Также значительно влияет на эффективность системы и порядок МРФ: при m = 1 усредненный коэффициент улучшения составляет 52. дБ, а при m = 6 он увеличивается до 56.5 дБ. По критерию µ max при числе каналов L = 1, 2 оптимальный порядок МРФ mopt = 6, а при числе каналов от 3 до 5 mopt = 7.

На рис. 3 показана зависимость коэффициента улучшения комбинированной систе мы µ от доплеровского сдвига фазы сигналов с при тех же условиях. Штриховая кривая соответствует одному каналу МРФ ( L = 1), а сплошные кривые – пяти каналам ( L = 5 ). Из анализа зависимости видно, что рассматриваемая комбинированная система обработки превосходит системы, использующие только МРФ или только МН. Ее максимальный вы игрыш относительно МН составляет более 20 дБ, а относительно МРФ – более 5 дБ.

При значении m = 0 алгоритм обработки включает только МН, а при m = 11 – только МРФ.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== µ, дБ µ mopt = L= L = 1;

mopt = 54 m = 52 m = с, рад 0 0.25 0.5 0. 0 2 4 6 8 10 m Рис. Рис. Рис. 3 также показывает, что эффективность комбинированной системы заметно по вышается при увеличении числа каналов. Максимальный выигрыш при числе каналов L = 5 ( mopt = 7 ) относительно случая L = 1 ( mopt = 6 ) составляет 3 дБ. Наибольший выиг рыш наблюдается при с = ± ( 0.42… 0.8 ).

На рис. 4 представлены зависимости оп тимального значения mopt от FпT при оп mopt L= тимизации системы по критерию µ max и = 80 дБ 9 – значениях параметров N = 12, FсT = 0.01.

– Рис. 4, а соответствует числу каналов МРФ L = 5 ;

рис. 4, б – L = 4 ;

рис. 4, в – – L = 1… 3. Из анализа данных рисунков сле дует тенденция увеличения порядка МРФ FпT 0 0.05 0.1 0. при возрастании ширины спектра помехи. В а то же время с ростом некоррелированного mopt шума порядок МРФ имеет тенденцию к L= = 80 дБ уменьшению. Негладкий характер зависи – мостей объясняется дискретностью измене – ния порядка фильтра при оптимизации при непрерывном изменении параметра FпT.

– Рассмотренная комбинированная сис FпT тема позволяет существенно повысить коэф 0 0.05 0.1 0. б фициент улучшения отношения "сигнал/(по меха+шум)", что приводит к увеличению mopt L = 1… 3 = 80 дБ дальности обнаружения на фоне помех. Эта – схема имеет существенные преимущества 7 – как перед схемой на основе только МРФ или только МН, так и перед традиционной сис – темой "одноканальный режекторный фильтр – многоканальный накопитель". Максималь FпT 0 0.05 0.1 0. ный выигрыш относительно МН составляет в Рис. ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. более 20 дБ, а относительно МРФ – более 5 дБ. Порядок МРФ существенно влияет на эффек тивность комбинированной системы: в частности, при числе каналов L = 5 и относительной ширине спектра помехи FпT = 0.1 оптимальный порядок РФ mopt = 7.

Библиографический список 1. Бакулев П. А. Радиолокационные системы. М.: Радиотехника. 2004. 319 с.

2. Кошелев В. И., Первенцев М. А. Синтез многоканального фильтра режекции помехи для систем вы деления сигналов // Изв. вузов. Радиоэлектроника. 1998. Т. 41, № 2. C. 38-42.

3. Попов Д. И., Кошелев В. И. Синтез систем когерентно-весовой обработки сигналов на фоне коррели рованных помех // Радиотехника и электроника. 1984. Т. 24, № 4. С. 789-792.

4. Кошелев В. И., Ву Туан Ань. Оптимизация параметров многоканальных режекторных фильтров // Изв. вузов. Радиоэлектроника. 2007. Т. 50, № 3. C. 47-54.

V. I. Koshelev, Vu Tuan Anh The Ryazan state radio engineering university In cascade-multichannel structure of algorithm of processing of radar signals The structure of signals processing system based on the cascade inclusion of multichan nel rejection and Doppler filters is offered. Its parameters are optimized and the analysis of its efficiency by criterion of a maximum of coefficient of improvement of the relation a sig nal/(clutter+noise) is transacted. The expressions optimizing orders of multichannel filters de pending on signal-clutter conditions are received.

In cascade-multichannel filters, optimization of structure and parameters Статья поступила в редакцию 21 июня 2007 г.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== Микроэлектроника УДК 621.315. А. Р. Шахмаева, Б. А. Шангереева, Ш. Д. Алиев Дагестанский государственный технический университет Исследование процесса глубокой диффузии фосфора Представлены результаты разработки технологии глубокой диффузии фосфора, являющейся основным процессом при производстве диффузионных кремниевых струк тур. Показано, что полученные оптимальные режимы технологического процесса обеспечивают его необходимые характеристики и стабильность.

Глубокая диффузия, кремниевая структура, технологический процесс В производстве мощных кремниевых транзисторов, в частности типа КТ-872, в качест ве исходных пластин используются диффузионные кремниевые структуры (ДКС), на кото рых формируется структура кристалла мощного транзистора. Поэтому процент выхода год ных транзисторов зависит от качества изготовления диффузионных кремниевых структур.

Диффузионные кремниевые структуры представляют собой пластину кремния диамет ром 100 мм, сформированную двумя слоями: высокоомным слоем толщиной 160 ± 10 мкм с удельным сопротивлением 90 Ом см и низкоомным слоем толщиной более 100 мкм, сформированным глубокой диффузией фосфора.


Сложность изготовления ДКС связана с управлением высокотемпературными процес сами при получении глубин диффузии более 100 мкм, что технологически трудно выполнить из-за длительности таких процессов. В этой связи в настоящей статье приведены результаты исследований процесса формирования низкоомного слоя в условиях производства, методов изготовления ДКС, разработки технологической модели ДКС, расчетов технологических режимов диффузии фосфора на глубину 180…200 мкм, экспериментальных определений оп тимальных режимов получения глубокой диффузии фосфора на указанную глубину.

Технология изготовления ДКС должна обеспечивать получение требуемой глубины диффузии без наличия дефектов при высоком качестве изделий (высокий процент выхода годных) и экономическую эффективность. Для изготовления ДКС применяют различные методы и маршруты изготовления [1]–[4]. Были исследованы различные модели процес сов диффузии примесей [2], [5], [6].

Для расчета предварительных режимов проведения процесса диффузии (температу ры и времени) использовались следующие исходные данные: тип подложки;

удельное со противление подложки;

тип примеси;

распределение примеси.

Основными этапами изготовления ДКС исходных пластин из монокристаллического кремния являются формирование диффузионного слоя, шлифовка пластин и полировка пластин.

© Шахмаева А. Р., Шангереева Б. А., Алиев Ш. Д., ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. Таблица Параметр Значение Значение для зарубежных аналогов Диаметр пластин, мм 100 Толщина пластин (перед изготовлением кристаллов), мкм 320…390 250… Толщина низкоомного слоя, мкм 180 ± 20 90… Неплоскопаралелльность, не более, мкм 4 Неплоскостность, нелинейное изменение толщины, не более, мкм 5 Прогиб, не более, мкм 40 Основные технические параметры, определяющие количественные и качественные характеристики ДКС, представлены в табл. 1. Исследовались процессы формирования пластин диаметром 100 мм при толщине пластины 320…350 мкм.

Технологическая модель изготовления ДКС представлена табл. 2.

При расчете технологических режимов процесса вначале определялся режим разгон ки, затем на основании полученных данных – режим загонки [4].

Исходные данные для расчета режимов диффузии: тип диффузанта, характеристика кремниевой подложки (вид проводимости и удельное объемное сопротивление Si ), глу ( j 1, 2 ), концентрация фосфора на стадии разгонки бины диффузии x j, N 2 [4]. На их основании можно определить температуры и длительности процессов загонки и разгонки.

Расчет технологических режимов состоял из следующих этапов.

1. По известному графику зависимости удельного сопротивления кремния от кон центрации примеси [4], [7] находилась необходимая концентрация NSi и рассчитывалось произведение D2 2 ( D2 – коэффициент диффузии примеси в кремний на стадии разгонки;

2 – длительность разгонки):

D2 2 = x2 4 ln ( N 2 NSi ).

2. С заданием температуры разгонки t2 по графику зависимости коэффициента диффузии выбранной примеси в кремний от температуры [1] определялся D2. Тогда t2 = D2t2 D2.

3. Задавшись температурой загонки фосфора t1, по графику зависимости предельной растворимости примесных элементов в кремнии от температуры [3] определялась концен трация фосфора на стадии загонки N1. Коэффициент диффузии фосфора на стадии загон ки а D1 определялся из графика его зависимости от температуры [4].

4. Длительность загонки определялась по формуле 1 = ( D2 D1 ) ( 2 )( N 2 N1 ) 2.

5. Количество атомов примеси, которое необходимо ввести на стадии загонки:

N = N 2 D2 2.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== Таблица Операция Эскиз элемента структуры Формирование партии пластин и их химическая обработка n Si H H = 500… 600 мкм Диффузия фосфора (первая стадия) P P P + n n ФСС Si n+ P P P Химическая обработка пластин n+ SiO и пирогенное окисление n Si n+ SiO = 2 мкм Диффузия фосфора (вторая стадия) SiO n+ 200 мкм n 200 мкм Si n+ 200 мкм SiO Полное снятие окисида. Измерение n+ поверхностного сопротивления. 200 мкм Измерение глубины диффузионного слоя (методом косого шлифа) n 200 мкм Si n+ 200 мкм Приклейка пластин на липкий носитель;

шлифовка пластин;

n 200 мкм Si отмывка пластин;

контроль толщины пластин n+ 200 мкм Липкая лента Приклейка на липкий носитель;

полировка пластин (первая и вторая n 200 мкм стадии);

отмывка пластин;

контроль Si качества пластин n+ 160…190 мкм ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. В случае, когда длительность процесса загонки составляла доли секунд и не могла быть практически выдержана, расчет строился с учетом использования обедненного ис точника бора. При этом задавалось приемлемое значение длительности загонки 1 и опре делялось произведение D1N1 = D2 N 2 ( 2 ) ( 2 1 ).

2 6. Заданием 1 и определением D1 по графику аналогично п. 3 находилось новое значение N1 = D1N1 D1.

Разработаны блок-схема алгоритма и программа расчета технологических режимов диффузии фосфора на глубину 180…200 мкм. По полученным расчетным данным прове дено экспериментальное исследование процесса диффузии фосфора с целью получения указанной глубины залегания. Для проведения диффузии фосфора в качестве диффузанта использовался оксихлорид фосфора ( POCl3 ).

Эксперименты проводились на установках СДОМ-3/100. Для высокотемпературных процессов была использована оснастка (трубы, лодочки, кассеты) из карбида кремния.

Устанавливались следующие расчетные технологические режимы:

• температура процесса загонки t1 = 900 °C ;

• время проведения загонки 1 = 6 мин ;

• температура процесса разгонки t2 = 1000 °C ;

• время проведения разгонки 2 = 88 ч.

По окончании процесса разгонки фосфора измерялась глубина диффузии методом косого шлифа [7], которая составила 130 мкм.

Для получения необходимой глубины диффузии, равной 180…200 мкм, дополни тельно проведены эксперименты по отработке процесса. Их результаты представлены на гистограммах процессов загонки (рис. 1) и разгонки (рис. 2) и на графиках зависимостей поверхностного сопротивления RS от времени и температуры процесса загонки (рис. 3) и глубины диффузии x2 от времени и температуры процесса разгонки (рис. 4).

Для контроля параметров после диффузионных процессов использовалось следую щее оборудование: измеритель поверхностного сопротивления FPP-5000, микроскоп ENATECH и микроскоп "Эрголюкс".

1100 °С 1260 °С 850 °С 850 °С 850 °С 850 °С N через питатель O2 O N2 N 75 мин 60 мин 80 мин 10…15 15…25 150 мин 180.5 ч 150 мин 10… 10… мин мин мин мин 6 мин 10 мин Рис. 1 Рис. Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== RS, Ом м x2, мкм t1 = 1150 °C t2 = 1300 °C 0.006 0. 900 0.002 50, ч, мин 100 120 140 160 10 20 30 40 Рис. 3 Рис. По окончании процесса разгонки фосфора проведено измерение глубины диффузии методом косого шлифа [2]. Глубина диффузии составила 185 ± 5 мкм.

Представленная технология обеспечивает получение необходимых характеристик и стабильность результатов.

Библиографический список 1. Коледов Л. А. Теория процессов осаждения пленок из газовой фазы в цилиндрическом проточном ре акторе. Ч. 2: Анализ неоптимального случая // Электрон. техника. Сер. 3. Микроэлектроника. 1979. Вып. (80). С. 48–56.

2. Новиков В. В. Расчет распределения концентрации примеси при диффузии из окисного слоя в крем ний // Вопр. радиоэлектроники. Сер. ТПО. 1970. Вып. 4. С. 8–19.

3. Коледов Л. А. Технология и конструкции микросхем, микропроцессоров и микросборок. М.: Радио и связь, 1989. 400 с.

4. Курносов А. И., Юдин В. В. Технология производства полупроводниковых приборов и интегральных микросхем. М.: Высш. шк., 1986. 368 с.

5. Коледов Л. А. Теория процессов осаждения пленок из газовой фазы в цилиндрическом проточном ре акторе. Ч. 1: Анализ оптимального случая // Электрон. техника. Сер. 3. Микроэлектроника. 1979. Вып. (79). С. 40–52.

6. Гаскаров Д. В., Дахнович А. А. Оптимизация технологических процессов в производстве электрон ных приборов. М.: Высш. шк., 1986. 191 с.

7. Измерения и контроль в микроэлектронике / Под ред. проф. А. А. Сазонова. М.: Высш. шк., 1984. 367 с.

A. R. Schahmaeva, B. A. Schangereeva, Sch. D. Aliev Dagestan state technical university Studying of the phosphorus deep diffusion process The development results of the phosphorus deep diffusion process developing are pre sented. This process is the main process for fabricating of the diffusion silicon structures. It is appeared that obtained optimal regimes of the technological process provide the necessary characteristics and process stability.

Deep diffusion, silicon structure, technology process Статья поступила в редакцию 27 декабря 2006 г.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. УДК 621.3.049.77:621.372. И. Б. Вендик, И. В. Колмакова, П. В. Капитанова Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет "ЛЭТИ" Применение линий передачи с отрицательной и положительной дисперсиями для разработки планарных резонаторов и фильтров СВЧ с подавлением паразитных полос пропускания Предложен метод проектирования СВЧ-резонаторов, выполненных в виде каскад ного соединения линий передачи с отрицательной и с положительной дисперсиями.

Варьированием электрической длины и волнового сопротивления линий, формирующих резонатор, можно изменять спектр его резонансных частот и либо сдвигать частоту первого паразитного резонанса по отношению к частоте резонанса основной моды в сторону более высоких частот, либо проектировать двухполосные резонаторы с не кратными резонансными частотами. Приводятся результаты моделирования и экспе риментального исследования таких резонаторов и фильтров на их основе.


Линии передачи СВЧ, положительная и отрицательная дисперсии, резонатор со скачком волнового сопротивления, подавление паразитных резонансов Резонатор СВЧ на отрезке бездисперсионной линии передачи характеризуется крат ными резонансными частотами, соответствующими целому числу полуволн, укладываю щихся на длине резонатора. Наличие слабой дисперсии в реальных планарных линиях пе редачи и присутствие элементов связи резонаторов с внешней цепью влияют на его резо нансные частоты, однако при использовании таких резонаторов в полосно-пропускающих фильтрах (ППФ) паразитные полосы на второй и на третьей гармониках располагаются вблизи кратных частот. Существуют различные методы подавления паразитных полос про пускания, среди которых широко используется применение неоднородных резонаторов, со ставленных из отрезков линий передачи с разными волновыми сопротивлениями [1], [2].

Для получения большей степени свободы в изменении спектра резонансных частот резона тора авторы настоящей статьи предлагают использовать резонаторы, составленные из кас кадно-соединенных отрезков линий с положительной дисперсией (ЛПД) и линий с отрица тельной дисперсией (ЛОД) [3]. Положительной дисперсией обладают обычные планарные линии передачи: микрополосковые и копланарные. ЛОД является дуальным аналогом искус ственной длинной линии (ЛПД). ЛОД содержит последовательные емкости и параллельные индуктивности и может быть выполнена только на сосредоточенных элементах, в то время как ЛПД может выполняться и на сосредоточенных элементах, и в виде обычной распреде ленной структуры – длинной линии. Электрическая длина отрезка ЛПД длиной l положи тельная и пропорциональна частоте электромагнитной волны : ЛПД ( ) = 0ЛПД ( 0 ), Работа выполнена в рамках проекта "Metamorphose" 6-й рамочной программы Европейской комиссии (про ект № 500252).

© Вендик И. Б., Колмакова И. В., Капитанова П. В., 2007 Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== где 0ЛПД = r l – электрическая длина ЛПД на частоте 0 ;

r – волновое число ЛПД.

Электрическая длина гипотетического отрезка ЛОД длиной l отрицательная и обратно пропор ( 0 ), где 0 = ll циональна частоте электромагнитной волны: ЛОД ( ) = 0 ЛОД ЛОД – электрическая длина ЛОД на частоте 0 ( l – волновое число ЛОД).

В отличие от обычного резонатора со скачком волнового сопротивления спектр ре зонансных частот резонатора на комбинации ЛПД и ЛОД определяется разными законами дисперсии для этих двух линий, а резонансные частоты такого резонатора априорно не являются кратными.

Другая проблема, представляющая интерес, – разработка двухполосных резонаторов для проектирования двухполосных фильтров [4], [5] также может быть решена использо ванием комбинации ЛПД и ЛОД. При этом параметры резонатора выбираются по усло вию задания резонансных частот основной моды и первой "паразитной", которая в этом случае является рабочей.

В данной статье приводятся результаты анализа резонаторов на каскадном соедине нии ЛПД и ЛОД, моделирования и разработки многослойных структур таких резонаторов и некоторые экспериментальные результаты.

Резонатор, образованный каскадным соединением ЛПД и ЛОД, с подавлением па разитных полос пропускания. На рис. 1 представлен резонатор, образованный каскадным соединением идеальных отрезков ЛПД и ЛОД, электрическая длина которых определена ра нее. Волновые сопротивления этих отрезков Z ЛПД и Z ЛОД в общем случае произвольны.

Предполагая, что основной резонанс в резонаторе с разомкнутыми концами соответ ствует условию равенства длины резонатора половине длины волны, а значит, соответст вует режиму короткого замыкания в плоскости симметрии, запишем условие резонанса на частоте = 0:

( ) ( ) tg 0 ЛОД = ( Z ЛПД Z ЛОД ) ctg 0 ЛОД. (1) Для резонанса первой гармоники на частоте = 1 в плоскости симметрии должно быть бесконечно большое сопротивление и условие резонанса имеет вид tg 0ЛОД ( 0 1 ) = ( Z ЛПД Z ЛОД ) tg 0 ЛПД ( 1 0 ).

(2) Задавая различные значения отношения волновых сопротивлений Z ЛПД Z ЛОД, из уравнений (1) и (2) можно найти значения электрических длин отрезков ЛПД и ЛОД, обеспечивающих резонансы на частотах 0 и 1.

Для практической реализации используется отрезок ЛПД в виде отрезка обычной микрополосковой линии, а отрезок ЛОД выполняется в виде Т- или П-схемы на сосредо точенных элементах. На рис. 2 представле Z ЛПД Z ЛОД Z ЛОД Z ЛПД ны варианты выполнения отрезков ЛОД ЛПД ЛОД ЛОД ЛПД (рис. 2, а) и ЛПД (рис. 2, б) по многослой ной керамической технологии [6]. Кольце вой резонатор, выполненный на отрезке Рис. ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. Cl Cl Zr, r Ll а б Рис. микрополосковой линии и Т-схемы искусственной ЛОД, содержащей LC-компоненты, были изготовлены по многослойной технологии [6]. Результаты моделирования и экспе риментального исследования макета (рис. 3) приведены на рис. 42. Из частотных характе ристик следует отсутствие паразитных резонансов в широком частотном интервале выше резонансного пика, соответствующего основной моде.

ППФ второго порядка был разработан с применением разработанных кольцевых ре зонаторов. Фотография фильтра и его расчетные (сплошные линии) и экспериментальная (штриховая линия) характеристики приведены на рис. 5 и 6 соответственно.

Двухполосный резонатор, образованный каскадным соединением ЛПД и ЛОД.

Эквивалентная схема рис. 1 использовалась для анализа принципиальной возможности разработки двухполосного резонатора с подавлением ближайшего паразитного резонанса.

В этом случае следует использовать достаточно длинный отрезок ЛПД. Для уменьшения габаритов резонатора предложено сконструировать ЛПД в виде каскадного соединения короткого отрезка распределенной линии передачи и сосредоточенного эквивалента ЛПД в виде П-схемы. Эквивалентная схема такого резонатора представлена на рис. 7. Парамет ры элементов эквивалентной схемы находятся из условия задания двух резонансных час f, ГГц 3.5 10. S S – – – S, дБ Рис. Рис. Расчетные характеристики резонатора изображены сплошными линиями, а экспериментальная характери стика помечена штриховой линией.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== 7 f, ГГц 1 2 3 4 5 S – – 20 S S, дБ Рис. Рис. ЛПД ЛПД ЛОД ЛПД ЛПД Рис. тот. Число неизвестных параметров превышает число уравнений, поэтому часть из них используется для обеспечения сдвига по частоте ближайшего паразитного резонанса в сторону высоких частот. На рис. 8 представлена расчетная характеристика двухполосного резонатора, рассчитанного на частоты 2 и 3 ГГц. Такой резонатор может быть использо ван как базовый элемент для разработки двухполосного фильтра.

Проведенные расчеты и исследования позволяют заключить, что использование комби нации линий с положительной и с отрицательной дисперсиями дает дополнительные степени свободы при разработке резонаторов со скачком волнового сопротивления с некратными резо нансными частотами и фильтров на их основе без первой и второй паразитных полос пропус кания. Такие структуры позволяют разрабатывать также двухполосные резонаторы и фильтры.

Резонатор со скачком волнового со противления на линиях с ЛОД может быть f, ГГц 1 4 выполнен по многослойной керамической технологии в виде объемной интегральной – схемы.

Предложенный вариант резонаторов – позволяет значительно уменьшить размеры – устройств по сравнению с обычными резо S 21, дБ наторами со скачком волнового сопротив Рис. 8 ления.

Библиографический список 1. Quendo C., Rius E., Person C. Narrow band-pass filters using dual-behavior resonators based on stepped impedance stubs and different-length stubs// IEEE Trans Microw. Theory Tech. 2004. Vol. MTT-52, № 3. P. 1034–1044.

2. Ching-Wen Tang. Harmonic-suppression LTCC filter with the step-impedance quarterwavelength open stub // IEEE Trans. Microw. Theory Tech. 2004. Vol. 52, № 2. P. 617–624.

3. Microwave devices based on transmission lines with positive/negative dispersion / I. B. Vendik, D. V. Kho lodnyak, I. V. Kolmakova et al. // Microwave and Opt. Tech. Let. 2006. Vol. 48, № 12. P. 2632–2638.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 4. Mao Shau-Gang, Wu Min-Sou, Chuch Yu-Zhiю Design of composite right/left-handed coplanar-waveguide band-pass and dual-passband filters // IEEE Trans. Microw. Theory Tech. 2006. Vol. MTT-54, № 9. P. 3543–3551.

5. Joshi H., Chappel W. J. Dual-band lumped-element bandpass filter // IEEE Trans. Microw. Theory Tech.

2006. Vol. MTT-54, № 12. P. 4169–4177.

6. Application of sandwich multilayer technology to MICs design / P. Kapitanova, A. Simin, D. Kholodnyak, I. Vendik // Proc. of 35th European Microwave Conf., October, 2005, Paris, France. P. 389–392.

I. B. Vendik, I. V. Kolmakova, P. V. Kapitanova Saint-Petersburg state electrotechnical university "LETI" Application of transmission lines with positive and negative dispersion for a design of planar microwave resonators and filters with suppressed spurious passbands A method of design of microwave resonators based on a cascaded structure of transmis sion line sections with positive and negative dispersion is suggested. Varying the electrical length and the characteristic impedance of the resonator lines changes the spectrum of reso nant frequencies. That makes it possible to shift the resonant frequency of the first harmonic mode to a higher frequency or to design a two-band resonator with any chosen resonant fre quencies. The results of simulation and experimental investigation of this kind of resonators and filters are shown.

Microwave transmission lines, positive and negative dispersion, stepped-impedance resonator, suppressed spurious resonances Статья поступила в редакцию 30 марта 2007 г.

УДК 539. О. Г. Вендик, Н. Ю. Медведева, С. П. Зубко Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет "ЛЭТИ" Размерный эффект в наногранулированных сегнетоэлектрических пленках Определена зависимость эффективной диэлектрической проницаемости наногранули рованной сегнетоэлектрической пленки от размера гранулы и толщины "мертвого" слоя.

Размерный эффект, наногранулированная сегнетоэлектрическая пленка, эффективная диэлектрическая проницаемость, гранула, "мертвый" слой Большинство из получаемых на сегодняшний день сегнетоэлектрических пленок яв ляются поликристаллическими (или наногранулированными).

Наногранулированная пленка представляет собой совокупность гранул сегнетоэлек трического материала, имеющих размеры порядка десятков нанометров. На поверхности каждой гранулы имеется тонкий несегнетоэлектрический ("мертвый") слой, толщина ко торого составляет приблизительно 2 нм, а диэлектрическая проницаемость 40 [1].

Гранулы сегнетоэлектрика могут иметь произвольную форму: призм, столбцов или многогранников – додекаэдров или икосаэдров. В первом приближении замена гранулы Работа выполнена в рамках международного проекта "NanoStar" 6-й Рамочной программы Еврокомиссии.

© Вендик О. Г., Медведева Н. Ю., Зубко С. П., 2007 Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== сложной формы гранулой сферической или эллиптической формы (рис. 1) дает незна чительную погрешность при оценке ди 2b электрических свойств пленки.

t 2a t Когда размеры гранул поликристалли ческого образца пленки становятся меньше некоторой критического значения, свойства а материала существенно изменяются (раз 2a мерный эффект) [2]. В связи с этим боль б Рис. 1 шой интерес представляет определение за висимости диэлектрической проницаемости пленки сегнетоэлектрика от размера гранулы и толщины "мертвого" слоя.

Рассмотрим сегнетоэлектрическую гранулу сферической формы, окруженную тон ким "мертвым" слоем, в однородной диэлектрической среде. Структура гранулы показана на рис. 1, а, где a – радиус гранулы, t – толщина "мертвого" слоя.

Для того чтобы найти распределение электрического поля в такой структуре, необ ходимо решить уравнение Лапласа в сферических координатах ( r, ) = 0, где – по лярная координата в плоскости, перпендикулярной плоскости рис. 1, а;

r, – радиальная и угловая координаты в плоскости на рис. 1, а соответственно. Решение данного уравне ( ) ния имеет вид [3]: ( r, ) = C1r + C2 r 2 cos.

Электрическое поле в каждой из трех рассматриваемых областей (сегнетоэлектрике, обозначаемым индексом 1, "мертвом" слое – индекс 2 и однородной диэлектрической сре де – индекс 3) подчиняется уравнению E = grad.

Для решения поставленной задачи будем использовать стандартные граничные условия на границе раздела двух сред. Из этих условий получим систему четырех уравнений с шестью неизвестными ( C11, C21, C21, C22, C31, C32 ) (второй индекс обозначает номер среды). C должен быть приравнен нулю, иначе при r = 0 решение уравнения обращается в бесконеч ность. Кроме того, С13 = Eext = const ( Eext – напряженность однородного внешнего электри ческого поля), поскольку на удалении от гранулы электрическое поле задается однородным.

Зная распределение поля в структуре, можно найти дипольный момент гранулы D = D1 + D2, где D1 – дипольный момент собственно гранулы;

D2 – дипольный момент "мертвого" слоя:

D1 = 2 01E1 ( r, ) r sin ( ) d dr ;

D2 = 2 0 2 E2 ( r, ) r 2 sin ( ) d dr.

a b 00 a Здесь 0 – диэлектрическая проницаемость свободного пространства;

1 и 2 – диэлек трические проницаемости сегнетоэлектрика и "мертвого" слоя соответственно, причем 1 ;

E1 ( r, ) = E1r cos E1 sin ;

b = a + t ;

E2 ( r, ) = E2r cos E2 sin.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. Определив дипольный момент гранулы, можно найти ее усредненную эффективную диэлектрическую проницаемость ef av = ( D1 + D2 ) ( 0 EextV0 ), где V0 = ( 4 3 ) b3 – пол ный объем гранулы. В результате получим эффективную диэлектрическую проницаемость гранулы в виде 91 23a3 + 3 23 ( 1 + 2 2 ) ( b3 a3 ) ( ) 1 2 ( 2a3 + b3 ) + 2 13 + 2 ( b3 a3 ) + 2 23 ( 2b3 + a3 ) ef av =, где 3 – диэлектрическая проницаемость окружающей гранулу среды, причем 2 3 1.

Предположение, что окружающее гранулу пространство равномерно заполнено та кими же гранулами позволяет, приравняв диэлектрическую проницаемость окружающего пространства к найденной усредненной эффективной диэлектрической проницаемости гранулы, найти эффективную проницаемость материала.

В результате получим эффективную проницаемость наногранулированной пленки, содержащей гранулы сферической формы:

1 + (t a ) + 2 ( 2 1 )( t a ) ef = 1 1 + 2 ( t a ) + ( 1 2 )( t a ) 1 + ( 1 2 )( t a ).

Подробное обоснование приведенных зависимостей дано в [4].

Для гранулы эллиптической формы (рис. 1, б) в эллиптических координатах получе ны соотношения, аналогичные предыдущим, однако ввиду большой сложности аналити ческих выражений они в статье не приводятся.

В результате проведенного анализа получена графическая зависимость эффективной диэлектрической проницаемости от размеров гранул эллиптической формы, аппроксими руемая формулой ef = 1 + ( 1 2 )( t a ) 2 (1 + b a ).

Использование феноменологической модели диэлектрической проницаемости для объемного материала [5] и найденного распределения поля в гранулированной структуре позволяет найти температурную зависимость эффективной диэлектрической проницаемо сти наногранулированной пленки. На рис. 2, а представлена зависимость эффективной ди электрической проницаемости от температуры для объемного материала, а на рис. 2, б – аналогичная зависимость для наногранулированной пленки для разных значений верти кального размера гранулы при a = 20 нм и t = 2 нм. Приведенные графики были по строены для пленки BSTO со следующими параметрами: параметр структурного качества образца s = 1 ;

содержание бария x = 0.65.

Из рис. 2 следует, что диэлектрическая проницаемость наногранулированной пленки (рис. 2, б) существенно меньше проницаемости монокристаллической пленки (рис. 2, а), причем эффективная проницаемость наногранулированной сегнетоэлектрической пленки уменьшается с уменьшением размера гранулы.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. 6====================================== ef ef ba b = 250 нм 1500 500 500 0 0 750 775 825 Tg, K T, K 200 300 400 T, K 200 300 а б Рис. 2 Рис. Форма гранулы зависит от температуры роста пленки. Чем выше температура роста пленки, тем более вытянута по вертикальной оси гранула. На рис. 3 представлена зависимость отношения вертикального и горизонтального размеров гранулы от температуры роста пленки Tg, полученная в результате использования экспериментальной зависимости ef (Tg, b a ).

Полученная зависимость эффективной диэлектрической проницаемости нанограну лированной пленки от размера гранулы может быть использована при анализе различных технологических способов нанесения тонких пленок.

Библиографический список 1. Thickness and dielectric constant of dead layer in Pt/ ( Ba 0.7Sr0.3 ) TiO3 /YBa 2 Cu 3O7-x capacitor/ B. Chen, H. Yang, L. Zhao et al. // Appl. Phys. Let. 2004. Vol. 84, №. 4. P. 583–585.

2. Вендик О. Г., Зубко С. П. Размерный эффект в сегнетоэлектриках типа смещения // Кристаллография.

2004. Т. 49. Вып. 5. С. 1144–1150.

3. Корн Г., Корн Т. Справочник по математике для работников и инженеров. М.: Наука, 1984. 831 с.

4. Вендик О. Г., Медведева Н. Ю., Зубко С. П. Размерный эффект в наноструктурированных сегнето электрических пленках // Письма в ЖТФ. 2007. Т. 33. Вып. 6. С. 8–14.

5. Vendik O. G., Zubko S. P. Modeling the dielectric response of incipient ferroelectrics // J. of Appl. Phys.

1997. Vol. 82, № 9. P. 4475–4483.

O. G. Vendik, N. Yu. Medvedeva, S. P. Zubko Saint-Petersburg state electrotechnical university "LETI" Size effect in nanogranular ferroelectric films Effective dielectric permitivity of nanogranular ferroelectric film is defined as a function of the grain size and thickness of the "dead" layer.

Size effect, nanogranular ferroelectric film, effective dielectric permitivity, grain, "dead" layer Стаья поступила в редакцию 30 марта 2007 г.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2007. Вып. УДК 537.611. А. Б. Устинов Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет "ЛЭТИ" Физические основы работы СВЧ-приборов на эффекте нелинейного сдвига фазы интенсивных спиновых волн Изложены физические основы работы СВЧ-приборов на эффекте нелинейного сдвига фазы интенсивных спиновых волн, распространяющихся в ферромагнитных пленках. Выведены выражения, описывающие эволюцию амплитуды и фазы интенсив ных спиновых волн. Рассмотрены принципы конструирования новых СВЧ-приборов на примере спин-волнового нелинейного направленного ответвителя.

Интенсивные спиновые волны, ферромагнитные пленки, нелинейные направленные ответвители В последнее десятилетие наблюдается возрастание интереса к исследованию нели нейных свойств спиновых волн, распространяющихся в ферромагнитных пленках, а также к созданию новых нелинейных спин-волновых устройств. Исследованы такие нелинейные явления, как модуляционная неустойчивость [1], солитоны огибающей [1]–[3], а также не линейный сдвиг собственных частот интенсивных спиновых волн [4].



Pages:     | 1 || 3 |
 





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.