авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:     | 1 | 2 || 4 | 5 |   ...   | 7 |

«Министерство связи и массовых коммуникаций Российской Федерации Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования ПОВОЛЖСКИЙ ...»

-- [ Страница 3 ] --

Для построения зависимости коэффициента передачи по мощности от частоты в диапазоне 390…410 МГц на схеме (рис. 3.73) вместо существующего порта вставим PORT1. Для этого необходимо открыть закладку Elem, нажать последовательно на + Ports Harmoniic Balance (рис.

3.77) и перетащить на схему цепи согласования PORT1.

Рисунок 3.77 – Подготовка к замене порта в схеме цепи согласования Далее необходимо включить в исследуемую схему измеритель мощности.

Для этого в закладке Elem, сделать двойное нажатие левой клавиши мыши на MeasDevice и перетащить на схему P_METER3 (рис. 3.78, 3.79) Рисунок 3.78 – Подготовка к установке измерителя мощности в схеме цепи согласования Рисунок 3.79 – Схема для оценки коэффициента передачи по мощности высокочастотного трансформатора 1: Откройте новый график Graph 4 задайте расчетные величины. Для этого щелкните правой клавишей на строке Graph 4 и выберите Add Measurement (добавить вычисления).

Появится следующая форма:

Рисунок 3.80 – Задание расчетных величин для оценки коэффициента PGain В окне Meas. Type (тип вычислений) выберите Nonlinear Power. В окне Measurement (расчет) выберите Pgain (усиление по мощности). В окне Data Source Name выберите Untitled 1. Установите PORT1 в окне Power In В окне Power Out Component выберите P_METER3.P1.

Component.

Установите флажок в окне DB Result Type. Нажмите Add OK.

В результате анализа исследуемой схемы получим зависимость коэффициента передачи по мощности в диапазоне рабочих частот (рис. 3.81).

Рисунок 3.81 – Зависимость коэффициента передачи по мощности PGain от частоты Из рис. 3.81 следует, что коэффициент передачи PGain высокочастотного трансформатора на линиях с коэффициентом трансформации 1:4 в исследуемом диапазоне рабочих частот 390…410 мГц не зависит от частоты и близок к дБ, т.е. потери мощности в трансформаторе минимальны.

Перейдем к анализу работы высокочастотного трансформатора 1:9, схема которого представлена на рис. 3.82.

В схеме использован 50-омный порт, моделирующий источник возбуждения.

Сопротивление нагрузки активное 5.555 Ом моделирует входное R сопротивление активного элемента.

Высокочастотный трансформатор выполнен на трех коаксиальных линиях, включенных по выходу параллельно и последовательно по входу. Волновое сопротивление линий Z C = 5.555 50 =16.666 Ом.

Рисунок 3.82 – Схема высокочастотного трансформатора 1: Параметры линий, обеспечивающие трансформацию сопротивлений в диапазоне частот от 390 до 410 МГц, представлены на рис. 3.82.

Исследование проведено на комплексной плоскости (рис. 3.83).

Рисунок 3.83 – Результаты исследования Z11 на диаграмме Смита Рисунок 3.84 – Зависимость действительной части входного сопротивления Z11 от частоты Рисунок 3.85 – Зависимость мнимой части входного сопротивления Z11 от частоты Из рис. 3.83 – 3.85 следует, что коэффициент трансформации сопротивлений в диапазоне рабочих частот от 390 до 410 МГц неизменный - 1:9. Отклонения зависимости мнимой части входного сопротивления Z11 от 0 дБ на рис. 3. объясняются погрешностью моделирования высокочастотного трансформатора сопротивлений при установке R 5.555 и Z C = 16.666.

Для построения зависимости коэффициента передачи по мощности от частоты в диапазоне 390…410 МГц на схеме (рис. 3.82) вместо существующего порта вставим PORT1 и включим в исследуемую схему измеритель мощности (рис. 3.86).

Рисунок 3.86 – Схема для оценки коэффициента передачи по мощности высокочастотного трансформатора 1: В результате анализа исследуемой схемы получим зависимость коэффициента передачи по мощности в диапазоне рабочих частот (рис. 3.87).

Из рис. 3.87 следует, что коэффициент передачи PGain высокочастотного трансформатора на линиях с коэффициентом трансформации 1:9 в исследуемом диапазоне рабочих частот 390…410 мГц не зависит от частоты и близок к дБ, т.е. потери мощности в трансформаторе минимальны.

Рисунок 3.87 – Зависимость коэффициента передачи по мощности PGain от частоты Перейдем к анализу работы высокочастотного трансформатора 1:16, схема которого представлена на рис. 3.88.

Рисунок 3.88 – Схема высокочастотного трансформатора 1: В схеме использован 50-омный порт, моделирующий источник возбуждения.

Сопротивление нагрузки активное 3.125 Ом моделирует входное R сопротивление активного элемента.

Высокочастотный трансформатор выполнен на трех коаксиальных линиях, включенных по выходу параллельно и последовательно по входу. Волновое сопротивление линий Z C = 3.125 50 =12.5 Ом. Параметры линий, обеспечивающие трансформацию сопротивлений в диапазоне частот от 390 до 410 МГц, представлены на рис. 3.88.

Исследование проведено на комплексной плоскости (рис. 3.89).

Рисунок 3.89 – Результаты исследования Z11 на диаграмме Смита Рисунок 3.90 – Зависимость действительной части входного сопротивления Z11 от частоты Рисунок 3.91 – Зависимость мнимой части входного сопротивления Z11 от частоты Из рис. 3.89 – 3.91 следует, что коэффициент трансформации сопротивлений в диапазоне рабочих частот от 390 до 410 МГц неизменный - 1:16.

Для построения зависимости коэффициента передачи по мощности от частоты в диапазоне 390…410 МГц на схеме (рис. 3.88) вместо существующего порта вставим PORT1 и включим в исследуемую схему измеритель мощности (рис. 3.92).

Рисунок 3.92 – Схема для оценки коэффициента передачи по мощности высокочастотного трансформатора 1: В результате анализа исследуемой схемы получим зависимость коэффициента передачи по мощности в диапазоне рабочих частот (рис. 3.93).

Из рис. 3.93 следует, что коэффициент передачи PGain высокочастотного трансформатора на линиях с коэффициентом трансформации 1:16 в исследуемом диапазоне рабочих частот 390…410 мГц не зависит от частоты и близок к 0 дБ, т.е. потери мощности в трансформаторе минимальны.

Рисунок 3.93 – Зависимость коэффициента передачи по мощности PGain от частоты 4. Усилители мощности телевизионных передатчиков В настоящее время появилась возможность выбора между отечественной и зарубежной элементной базой, а это играет большую роль при проектировании и производстве телевизионной техники в целом. Сейчас на рынке России присутствуют мощные линейные транзисторы для телевизионных передатчиков таких фирм как: Philips Semiconductors, GHz Technology, Tandberg и др.

зарубежных производителей. Отечественное производство мощных транзисторов сосредоточено в г. Воронеже.

Сложившиеся условия позволяют варьировать между ценой и качеством транзисторов. Импортная элементная база более дорогая, но имеет лучшие технические характеристики, и, что очень важно для разработчиков аппаратуры, сопровождается полной технической документацией по международным стандартам. С применением зарубежных высокочастотных и сверх высокочастотных компонентов, а также новых технологий монтажа и проектирования становится возможным создание отечественных устройств, не уступающих по своим техническим параметрам зарубежным аналогам.

Однако новые технологии в проектировании и изготовлении радиопередающих устройств в литературе освещены недостаточно полно.

Методика проектирования радиопередатчиков на отечественной элементной базе наиболее полно изложена в [1-3], но она не позволяет в полной мере реализовать возможности зарубежной элементной базы, а также не ориентирована на компьютерное моделирование. Эффективным способом решения задач проектирования передатчиков является использование пакета программ Microwave Office [4, 6-10, 12, 15-18, 20, 37-45].

Основной задачей данного раздела является разработка новых компьютерных технологий проектирования усилителей мощности мобильных телевизионных радиопередатчиков [5, 6, 8, 13, 15].

4.1 Mетоды построения усилителей мощности телевизионных передатчиков Транзисторные усилители мощности телевизионных передатчиков образуют многокаскадный тракт усиления от выхода возбудителя до входа фидера.

Общее число каскадов усиления зависит от выходной мощности передатчика, диапазона рабочих частот, а также от выбора элементной базы (отечественной или зарубежной). В маломощных предварительных каскадах усиления (ориентировочно единицы Вт) транзисторы целесообразно использовать в режиме А. В выходных мощных каскадах телевизионного передатчика используются сдвоенные транзисторы, работающие по двухтактной схеме включения в режиме АВ.

В настоящее время российские производители передатчиков используют как отечественные, так и зарубежные биполярные транзисторы. Отечественная промышленность в последние годы наладила выпуск специальных сверхлинейных транзисторов для усилителей мощности телевизионных передатчиков. К ним относятся транзисторы малой и средней мощности КТ983А, КТ983Б, КТ983В, КТ996А, КТ996Б, КТ9116А, КТ9116Б, КТ9133, КТ9150, КТ9194, мощные КТ9142А, КТ9152А, КТ9155Б, КТ9155В. Мощные приборы предназначены для использования в двухтактных схемах и состоят из двух транзисторов, размещенных в одном корпусе. Такие транзисторы получили название балансных. Балансными называют и двухтактные схемы, построенные на них. Некоторые зарубежные фирмы в усилителях мощности используют специально разработанные линейные полевые транзисторы.

Транзисторы малой и средней мощности используются в однотактных усилителях мощности в режиме А.

Существенным недостатком отечественной элементной базы усилителей мощности телевизионных передатчиков является отсутствие у разработчиков транзисторов полной технической документации на изготавливаемую ими продукцию, что в целом усложняет процесс проектирования, приводит к дополнительным затратам времени на изготовление опытных образцов. Разброс параметров отечественных транзисторов не позволяет автоматизировать процесс производства усилителей.

Зарубежная элементная база [8, 19] свободна от этих недостатков, однако, стоимость современных мощных транзисторов для усилителей телевизионных передатчиков колеблется в зависимости от мощности прибора от нескольких десятков до несколько сотен долларов. В этой связи для повышения надежности разрабатываемых устройств и уменьшения затрат на экспериментальную отладку необходима тщательная проработка конструкции усилителей мощности на этапе проекта.

4.1.1 Структурная схема однотактного усилителя мощности Усилитель мощности при подаче на вход периодического сигнала произвольной формы с частотой основной гармоники f 0 вырабатывает на выходе близкое к гармоническому колебание с той же частотой. Амплитуда выходного колебания в общем случае не пропорциональна амплитуде входного воздействия. Например, в передатчиках с частотной и фазовой модуляцией используются нелинейные режимы (режимы с отсечкой выходного тока активного элемента) для получения высокого коэффициента полезного действия.

В телевизионных передатчиках одним из основных требований к усилителям мощности канала изображения является обеспечение линейного режима усиления модулированных по амплитуде колебаний.

Основными энергетическими характеристиками УМ являются максимальная выходная мощность, коэффициент усиления по мощности K p и коэффициент полезного действия. Кроме того, усилитель характеризуется полосой пропускания, неравномерностью АЧХ и ФЧХ в этой полосе, степенью подавления нежелательных составляющих спектра, видом амплитудной характеристики, уровнем шумов и другими показателями.

Структурная схема однотактного усилителя мощности (рис.4.1) в общем случае содержит активный элемент (АЭ), входную (ЦСвх) и выходную (ЦСвых) цепи согласования, а также цепи блокировки по напряжению питания (ЦБП) и по напряжению смещения (ЦБС).

Требования к усилителю по выходной мощности, коэффициенту усиления K p и КПД выполняются в первую очередь выбором типа АЭ и его режима.

Однако реализация режима, обеспечивающего необходимые K p, мощность, КПД, возможна лишь при правильном выборе типа и параметров цепей согласования.

Рассмотрим функции выходной ЦС. В первую очередь ЦСвых обеспечивает трансформацию сопротивления нагрузки усилителя в оптимальное сопротивление нагрузки АЭ для основной частоты колебаний. Критерии оптимизации нагрузки могут быть различными, например достижение максимальной мощности, КПД или усиления. Обычно на практике стремятся найти компромиссное решение: получить заданную мощность при достаточно высоких значениях КПД и K p.

Существенно повысить КПД УМ можно, обеспечив негармонические формы напряжения и тока на выходе АЭ, т. е. используя высшие гармоники в спектрах тока и напряжения. Для создания таких форм необходима определенная частотная характеристика ЦСвых. Таким образом, в ключевых усилителях удается повысить КПД до 90% и более.

Рисунок 4.1 – Структурная схема однотактного усилителя мощности КПД усилителей мощности телевизионных передатчиков работающих в линейном режиме А, как правило, не превышает 10%.

В выходных каскадах передатчиков ЦСвых частично решает задачу фильтрации гармоник на выходе. Требования к уровню побочных составляющих на выходе передатчика зависят от его назначения. В большинстве случаев допустимый уровень побочных составляющих спектра на выходе должен быть не хуже – 60 дБ. При очень жестких требованиях к фильтрации приходится после ЦСвых включать специальный фильтр, дополнительно ослабляющий уровень побочных излучений.

Входная ЦСвх трансформирует входное сопротивление АЭ в оптимальное сопротивление нагрузки для источника возбуждения. Кроме того, от нее зависят формы входного напряжения и тока АЭ. От этого, в свою очередь, зависит форма выходного тока АЭ и, как следствие, энергетика и качественные показатели всего усилителя. Подробнее функции ЦС будут рассмотрены ниже.

Цепи блокировки также имеют многоцелевое назначение. В одних схемах они предотвращают короткое замыкание по высокой частоте выхода и входа АЭ через источники напряжений питания (ИП) и смещения (ИС), в других– включение сопротивлений цепей питания последовательно с нагрузкой.

Кроме того, они должны ослаблять паразитные связи между каскадами по общим цепям питания и смещения. В каскадах большой мощности дополнительные блокировочные конденсаторы защищают измерительные приборы в цепях питания от токов высокой частоты.

Нагрузка выходного УМ передатчика в простейшем случае представляет собой входное сопротивление антенны. Выход передатчика значительной мощности обычно нагружен на фидерную линию, соединяющую передатчик с антенной. При испытаниях и настройке передатчика в качестве нагрузки может использоваться ее эквивалент, например, отдельный резистор.

Каждый промежуточный УМ многокаскадного тракта нагружен на входное сопротивление АЭ следующего каскада. Характерными особенностями реальных нагрузок УМ являются их комплексный характер, зависимость от частоты, в ряде случаев нелинейность, что существенно усложняет задачу создания УМ, работающего в диапазоне частот и с разными уровнями амплитуд колебаний.

Источником возбуждения УМ в многокаскадном тракте служит предыдущий каскад, работающий чаще всего в режиме усиления мощности или умножения частоты.

Следует отметить, что современные усилители мощности радиопередатчиков имеют блочную конструкцию со стандартными входными и выходными сопротивлениями 50 Ом. Такая конструкция высокочастотных блоков позволяет создавать из них высокочастотные модули на транзисторах мощностью 200…300 Вт. Объединяя стандартные модули, получают выходные мощности передатчиков в единицы киловатт и более.

4.1.2 Схемы двухтактного усилителя мощности Структурная схема двухтактного УМ в общем виде приведена на рис. 4.2.

Рисунок 4.2 – Структурная схема двухтактного усилителя мощности В идеальном случае напряжения на входах АЭ сдвинуты по фазе на половину периода рабочей частоты:

(4.1) e (t ) e (t 0,5T ) Этот сдвиг осуществляется фазосдвигающей цепью, создающей из входного напряжения e два противофазных напряжения e и e. Для определенности примем, что усилитель собран на биполярных транзисторах (рис. 4.2).

В случае идентичных транзисторов выходные (коллекторные) токи при входных напряжениях (4.1) также сдвинуты на полпериода основной гармоники:

i (t ) i (t 0,5T ) (4.2) К общей нагрузке АЭ подключаются через вторую фазосдвигающую цепь, с помощью которой в нагрузке выделяется ток, пропорциональный разности токов АЭ:

i (t ) i (t ) i (t ) (4.3) Гармонический состав тока в нагрузке можно найти, разложив токи i и i в ряды Фурье. Разность токов i и i содержит только нечетные гармоники. В случае работы с углом отсечки 90° в спектре выходного тока отсутствуют все нечетные гармоники кроме основной.

На рис. 4.3 показан процесс формирования гармонического выходного тока при =90° и кусочно-линейных характеристиках АЭ.

Рисунок 4.3 – Процесс формирования гармонического выходного тока в двухтактной схеме усилителя мощности В общем проводе питания схемы, приведенной на рис. 4.4, протекает сумма токов содержащая только постоянные составляющие и четные гармоники. Это обстоятельство существенно облегчает задачу блокировки источника питания.

Рисунок 4.4 – Схема двухтактного усилителя мощности Двухтактная схема, содержащая два идентичных АЭ, аналогично схеме параллельного включения АЭ отдает удвоенную полезную мощность в нагрузку, потребляет удвоенную мощность от источника питания и имеет удвоенную мощность возбуждения по сравнению с одним АЭ.

Переход к двухтактным схемам включения транзисторов обычно связан не столько с целью повышения уровня мощности (теоретически в 2 раза), сколько с улучшением ряда других характеристик [3]. Во-первых, в двухтактных генераторах при тех же режимах работы транзисторов можно существенно снизить уровень высших гармоник в нагрузке. Во-вторых, в ряде схем удается ослабить требования к блокировочным элементам, а также благодаря поочередности работы транзисторов линеаризировать результирующее входное сопротивление – нагрузку для предыдущего каскада. Наконец, переход к двухтактным схемам позволяет реализовать новые режимы работы транзисторов (точнее работу с эпюрами токов и напряжений в коллекторной и стоковой цепях, которые невозможно реализовать в однотактных схемах).

В транзисторной технике двухтактное построение генераторов широко используется на частотах от десятков килогерц до 1 ГГц. На частотах до 30... МГц применяются транзисторные двухтактные генераторы с апериодической резистивной нагрузкой, в первую очередь при построении широкодиапазонных неперестраиваемых генераторов, перекрывающих диапазон частот до пяти шести октав. В таких генераторах, как в двухтактных усилителях НЧ с трансформаторной нагрузкой, транзисторы работают в режиме класса В (угол отсечки = 90°). При этом высшие гармоники на выходе генератора незначительны, так как четные гармоники коллекторных токов обоих транзисторов компенсируются (закорачиваются) в первичной обмотке выходного трансформатора, а нечетные гармоники при симметричных косинусоидальных импульсах тока с углом отсечки 0 = 90° теоретически отсутствуют.

Таким образом, при построении широкодиапазонных двухтактных генераторов главным является требование симметричности схемы и работы транзисторов в обоих плечах. Симметричность работы генератора должны обеспечивать входной и выходной трансформаторы цепи согласования, и, кроме того, выходной трансформатор должен создавать сопротивление, близкое к короткому замыканию для каждого транзистора на частотах четных гармоник.

Коллекторные токи транзисторов должны быть равны по амплитуде и сдвинуты по фазе на 180° и представлять симметричные косинусоидальные импульсы с углом отсечки = 90°. В результате практически удается добиться ослабления высших гармоник в нагрузке при включении биполярных транзисторов с ОБ до -(20...30) дБ, а при включении с ОЭ при индивидуальном подборе транзисторов до -(15...20) дБ.

На частотах до 1...10 МГц при небольших уровнях колебательной мощности (на единицы–десятки ватт) двухтактные генераторы можно выполнять на трансформаторах с магнитной связью между обмотками (рис. 4.5).

Рисунок 4.5 – Усилители мощности на трансформаторах с магнитной связью Трансформатор Тр1 обеспечивает переход к симметричному выходу и противофазному возбуждению транзисторов. Средняя точка первичной обмотки трансформатора Тр2 соединяется с корпусом по ВЧ. Благодаря противофазной работе транзисторов первые гармоники их коллекторных токов протекают в одном направлении через первичную обмотку Тр2 и поступают в нагрузку Rн. Нечетные гармоники токов теоретически отсутствуют (при = 90°), но если они есть, то точно также поступают в RH. Наоборот, четные гармоники коллекторных токов в половинках первичной обмотки Тр направлены встречно, а поскольку обе половинки расположены на общем магнитопроводе, то эквивалентное входное сопротивление каждой из половинок первичной обмотки Тр2 на частотах четных гармоник, определяющее кажущуюся нагрузку для транзисторов, оказывается близким к нулю.

На более высоких частотах и при больших уровнях мощности двухтактные транзисторные генераторы строят на трансформаторах из отрезков длинных линий, которые вносят меньшие паразитные индуктивности и емкости. Пример построения генератора на биполярных транзисторах с ОЭ показан на рис. 4.5б.

В этой схеме трансформаторы Тр1 и Тр3 осуществляют переход от несимметричных нагрузок к симметричным. При необходимости вместо них можно поставить трансформаторы, которые одновременно будут обеспечивать заданную трансформацию нагрузочных сопротивлений. Трансформатор Тр создает короткое замыкание по четным гармоникам коллекторного тока транзисторов (аналогично как первичная обмотка трансформатора Тр2 с магнитной связью в схеме на рис. 4.5а).

Первая и все нечетные гармоники коллекторных токов обоих транзисторов поступают на трансформаторы Тр2 и Тр3 в противофазе. Линия трансформатора Тр2 их не шунтирует, и они проходят через линию трансформатора Тр3 в нагрузку. Наоборот, токи четных гармоник поступают в фазе и шунтируются (закорачиваются) линией Тр2. Одновременно они не могут встречно протекать через проводники линии трансформатора Тр3.

Трансформатор Тр3 выполняется на линии с волновым сопротивлением Zc3 = RH. Для каждого транзистора приведенное нагрузочное сопротивление RЭКВ = 0,5RН. Трансформатор Тр2 выполняется на линии с волновым сопротивлением ZC 2 = (0,5...1,0)RН, а ее электрическая длина lэ выбирается не более (0,05...0,1).

При этих условиях он обеспечивает достаточно низкое сопротивление по четным гармоникам и незначительно шунтирует по первой гармонике. Линии Тр2 и Тр3 целесообразно помещать на одном магнитопроводе, чтобы уменьшить суммарный объем сердечника. При этом необходимо, чтобы число витков, образуемых линиями на сердечнике, было одинаковым и соблюдалось направление намоток (на рис. 4.5б показано в виде общей черты и начала намоток отмечены точками).

Для достижения лучшей симметрии схемы, обеспечения импульсов коллекторных токов, близких к отрезкам симметричной косинусоиды с углом отсечки = 90° в широком интервале частот, а значит, лучшего ослабления высших гармоник в нагрузке оптимальным является последовательное включение по ВЧ биполярных транзисторов с ОЭ относительно входа. Для этого в схеме на рис. 4.5а достаточно убрать блокировочный конденсатор СБЛ..

В схеме на рис.4.5б такое включение обеспечивает трансформатор Тр1.

В цепи базы транзисторов обычно устанавливают цепи коррекции АЧХ, одновременно обеспечивающие резистивное входное сопротивление. В схеме на рис. 4.5б волновое сопротивление линии Tp1 выбирается равным входному сопротивлению цепи коррекции АЧХ.

Диапазон частот двухтактных генераторов на трансформаторах из отрезков линий ограничен 30...80 МГц, что обусловлено трудностями обеспечения низкого сопротивлений (короткого замыкания) по четным гармоникам в коллекторной цепи транзисторов. Из-за более высоких входных и нагрузочных сопротивлений МДП-транзисторов двухтактные генераторы на них с использованием трансформаторов из отрезков линий строят на частотах до МГц. На частотах от 100 МГц до 1 ГГц двухтактные генераторы строят относительно узкодиапазонными – при K f более 1,5... 1,6. При этом рабочая полоса частот может составлять 100...200 МГц и выше. Такие генераторы выполняют на так называемых «балансных» транзисторах.

Балансный транзистор представляет собой два транзистора одного типа проводимости, размещенных в одном корпусе (рис. 4.6).

Биполярные транзисторы включают как с ОЭ, так и с ОБ, а МДП транзисторы – с ОИ. Главное преимущество балансных транзисторов – значительное уменьшение индуктивности общего вывода. Действительно, обе половинки транзистора располагаются предельно близко друг к другу, поэтому их индуктивности LЭ(1) и LЭ(2) (см. рис. 4.6) оказываются в 5... 10 раз меньше, чем обычного транзистора, а общая индуктивность LЭ ОБЩ хотя и остается большой, но не вызывает обратной связи и снижения коэффициента усиления по мощности, поскольку через нее эмиттерные токи обеих половинок протекают в противофазе. Кроме того, при одинаковой номинальной мощности входное сопротивление каждой из половинок возрастает в 2 раза, а так как по входу они включены последовательно, то результирующее входное сопротивление балансного транзистора увеличивается в 4 раза.

Как правило, внутри корпуса балансного транзистора во входной и коллекторных цепях размещаются дополнительные L- и С-элементы (как и в обычных транзисторах), которые вместе с внешними LC-элементами образуют входные и выходные согласующие цепи и цепи коррекции АЧХ, спроектированные на заданный рабочий диапазон балансного транзистора.

Кроме того, у некоторых типов балансных транзисторов между выводами коллекторов включается общая индуктивность LКК, которая вместе с коллекторными емкостями обеих половинок образует резонансный контур, настроенный на центральную частоту рабочего диапазона. На входе и выходе генератора обычно включают трансформаторы на длинных линиях, во-первых, для повышения (понижения) нагрузочных сопротивлений и, во-вторых, для перехода от несимметричных к симметричным нагрузкам. Как правило, эти функции разделяют между двумя отдельными трансформаторами. На рис. 4. показаны трансформаторы только во входной цепи генератора. Каждый выполнен на двух коаксиальных линиях достаточной длины, чтобы необходимые продольные индуктивности образовывались достаточной величины без применения ферромагнитопровода.

Рисунок 4.6 – Усилитель мощности на балансном транзисторе Вторая линия Л1(2) в трансформаторе Тр1, включается для наилучшей симметрии схемы. Трансформатор Тр2 – симметричный, понижает сопротивление нагрузки в 4 раза. Аналогичные трансформаторы, но только в обратной последовательности устанавливают в выходной цепи.

Опыт построения мощных транзисторных УМ в телевизионных передатчиках привел к разработке фирмами-производителями типовых усилительных модулей мощностью 200...300 Вт. Используя схемы сложения этих модулей, получают выходные мощности в единицы киловатт и более.

Типовой модуль мощного транзисторного УМ представлен на рис. 4.7.

Рисунок 4.7 – Типовой модуль усилителя мощности Он состоит из двух идентичных балансных УМ: Ус1 и Ус2. На входе типового модуля стоит квадратурный мост деления мощности W13, на выходе – квадратурный мост сложения W14. Оба моста выполнены на основе 3-дБ направленных ответвителей (НО) на связанных линиях с боковой или лицевой связью или на отрезках специальных двухпроводных кабелей. Использование квадратурной схемы позволяет: ослабить взаимное влияние двух балансных схем и упростить согласование их входных цепей;

обеспечить подавление отраженных волн на выходе модуля при его работе на несогласованную нагрузку (фидер). Заметим, что при несогласованной на выходе модуля нагрузке возникает "перекос" режимов транзисторов Ус1 и Ус2, что приводит к перегрузке одного из приборов. Поэтому на выходе моста сложения W14, особенно в диапазоне УВЧ, целесообразно предусмотреть включение циркулятора. Рассматриваемый модуль позволяет получить мощность на уровне передачи синхроимпульса от 300 Вт в диапазоне ОВЧ до 200 Вт в диапазоне УВЧ. При отказе одного из усилителей модуль в целом продолжает работать при снижении выходной мощности на 6 дБ при условии, что балластные сопротивления R2 и R3 рассчитаны на рассеивание 25 % мощности на входе и выходе модуля.

Вариант схемы балансного Ус1, приведенный на рис. 4.7, разработан для диапазона 470...810 МГц;

в индуктивных ветвях стоят полосковые линии (ПЛ).

Для противофазного возбуждения балансного транзистора используют, симметрирующий трансформатор W2. Он выполнен на отрезке кабеля, заземленном со стороны распространения синфазной волны через блокировочный конденсатор С5. Для улучшения балансировки методом печатного монтажа введен отрезок ПЛ W1, который выполняет роль аналога оплетки кабеля при подводе питания к транзистору, возбуждаемому напряжением по центральному проводу трансформатора W2. Элементы СЗ, С4, W3, W4 образуют входное согласующе-фильтрующее устройство (СФУ). На выходе балансной схемы установлен выходной симметрирующий трансформатор W1, конструктивно выполненный аналогично W2. Выходное СФУ построено на элементах W6-W9, С8, С9.

Отрезки ПЛ W5 и W12 выполняют роль блокировочных дросселей в цепях подачи коллекторного напряжения Ек. Параллельно радиочастотным конденсаторам блокировки С1 и С7 (десятки-сотни тысяч пикофарад) включают электролитический конденсатор С11 емкостью в сотни микрофарад для снятия паразитной модуляции. Эта модуляция может появиться из-за заметного падения напряжения на выходном сопротивлении источника питания коллекторов, поскольку сопротивление нагрузки, создаваемое транзисторами для источника питания, низкоомно. Аналогично выполнена блокировка и в цепи подачи напряжения смещения на базы транзисторов Еб. Последовательно с электролитом Сб включен антипаразитный резистор R1 порядка 1 Ом для устранения возможных резонансных явлений в полосе видеочастот.

Для обеспечения максимальной линейности усиления схема требует тщательного выбора рабочей точки балансного транзистора в режиме "молчания" (в отсутствие радиосигнала).

Опыт показывает, что статическая дифференциальная крутизна (S-параметр вольт-амперной) или ампер-амперной входной характеристики транзистора в режиме молчания должна быть равна половине его статической дифференциальной крутизны (S-параметра) на линейном участке характеристики (режим АВ). Все напряжения питания транзисторов стабилизированы. Для термостабилизации режима транзисторов используют схему управления напряжением смещения Еб по сигналам с термодатчика. Модуль имеет защиту от рассогласования нагрузки (КСВН 1,5), от превышения допустимого уровня температуры радиатора усилителя (например, более 80° С), от перегрузки транзисторов по току. Так как транзисторы работают в режиме АВ, то для их быстродействующей защиты достаточно снять напряжение возбуждения со входа модуля (запирают одну из предшествующих ступеней усиления).

В соответствии с методикой [3] расчет энергетического режима транзисторов выполняют в режиме пиковой мощности, режиме передачи черного поля и в среднем режиме. Для высокоэффективных транзисторов в режиме пиковой мощности относительное напряжение на коллекторе = UK/EK 0,75... 0,7. В этом режиме не должны быть превышены максимально допустимые напряжение на коллекторе и ток коллектора. Угол отсечки коллекторного тока по аппроксимированной характеристике выбирают равным 90°.

Из расчета коллекторной цепи определяют эквивалентное сопротивление RЭ.

При Ек = 28 В эта величина обычно лежит в пределах 3 Ом на одно плечо двухтактной схемы.

4.2 Элементная база усилителей мощности телевизионных передатчиков Расчт усилительных каскадов производится исходя из требований по выходной мощности, диапазону рабочих частот телевизионного передатчика.

Вначале выбираются транзисторы, обеспечивающие требуемые технические характеристики в заданном диапазоне рабочих частот.

4.2.1 Анализ характеристик зарубежных транзисторов Рассмотрим основные характеристики транзисторов фирмы GHz TECHNOLOGY. Транзисторы выбираются на заданную мощность, диапазон рабочих частот и должны удовлетворять требованиям по линейности усиления амплитудно-модулированного телевизионного сигнала. Наиболее перспективный с точки зрения разработки новых телевизионных передатчиков является диапазон частот 470-860 МГц.

В этом частотном диапазоне фирма GHz TECHNOLOGY предлагает для разработчиков линейку транзисторов с мощностью от 0,5 Вт до 100 Вт.

Причем от 0,5 до 20 Вт транзисторы работают в режиме класса А. В режиме класса АВ преимущественно работают транзисторы с мощностью 100 Вт по двухтактной схеме включения. Транзисторы средней мощности от 8 до 20 Вт также предназначены для работы по двухтактной схеме. С целью повышения коэффициента полезного действия транзисторы могут работать в режиме АВ, но для обеспечения минимальных нелинейных искажений при усилении амплитудно-модулированных высокочастотных колебаний рекомендуется применять режим А.

Транзисторы однотактных схем усилителей мощности Транзистор UTV Номинальная полезная мощность выходного сигнала 0,5 Вт, режим работы – класс А, номинальное напряжение коллекторного питания 20 В, конструкция транзистора и его электрические параметры приведены на рис. 4.8.

Рисунок 4.8 – Конструкция транзистора UTV Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN представлена на рис. 4.9.

Рисунок 4.9 – Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN Зависимость нелинейных искажений IMD от выходной мощности POUT представлена на рис. 4.10. При номинальной выходной мощности 0,5 Вт нелинейные искажения равны –60 дБ, что соответствует требованиям международных стандартов к линейности транзисторов телевизионных передатчиков. Увеличение выходной мощности до 1 Вт приводит увеличению нелинейных искажений до –45 дБ.

Рисунок 4.10 – Зависимость нелинейных искажений IMD от выходной мощности POUT Зависимость нелинейных искажений IMD от коллекторного тока I cq транзистора представлена на рис. 4.11. Минимальные искажения соответствуют току коллектора 0,2 А. В диапазоне изменения коллекторного тока от 0,15 до 0,37 А искажения ниже уровня –60 дБ.

Рисунок 4.11 – Зависимость нелинейных искажений IMD от коллекторного тока I cq Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты при номинальных значениях коллекторного напряжения и тока представлена на рис. 4.12. Активная составляющая входного сопротивления RIN изменяется в пределах от 6 до 4,5 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц. Реактивная составляющая X IN носит индуктивный характер и изменяется при этом в пределах от 0,2 до 6 Ом.

Рисунок 4.12 – Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора ZOUT ROUT jX OUT от частоты при номинальных значениях коллекторного напряжения и тока представлена на рис. 4.13. Активная составляющая выходного сопротивления ROUT изменяется в пределах Рисунок 4.13 – Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора ZOUT ROUT jX OUT от частоты от 50 до 30 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц. Реактивная составляющая X OUT носит индуктивный характер и изменяется при этом в пределах от 42 до 20 Ом.

Транзистор UTV Номинальная полезная мощность выходного сигнала 1,0 Вт, режим работы – класс А, номинальное напряжение коллекторного питания 20 В, конструкция транзистора и его электрические параметры приведены на рис. 4.14.

Рисунок 4.14 – Конструкция транзистора UTV Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN представлена на рис. 4.15.

Рисунок 4.15 – Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN Зависимость нелинейных искажений IMD от коллекторного тока I cq транзистора представлена на рис. 4.16. Минимальные искажения соответствуют току коллектора 0,4 А. В диапазоне изменения коллекторного тока от 0,3 до 0, А искажения ниже уровня –60 дБ.

Рисунок 4.16 – Зависимость нелинейных искажений IMD от коллекторного тока I cq транзистора Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты при номинальных значениях коллекторного напряжения и тока представлена на рис. 4.17. Активная составляющая входного сопротивления RIN изменяется в пределах от 2,8 до 1,7 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц. Реактивная составляющая X IN носит индуктивный характер и изменяется при этом в пределах от 0,6 до 5 Ом.

Рисунок 4.17 – Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора ZOUT ROUT jX OUT от частоты при номинальных значениях коллекторного напряжения и тока представлена на рис. 4.18. Активная составляющая выходного сопротивления ROUT изменяется в пределах от 23 до 7 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц. Реактивная составляющая X OUT носит индуктивный характер и изменяется при этом в пределах от 25 до 13 Ом.

Рисунок 4.18 – Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора ZOUT ROUT jX OUT от частоты Транзистор UTV Номинальная полезная мощность выходного сигнала 2,0 Вт, режим работы – класс А, номинальное напряжение коллекторного питания 25 В, конструкция транзистора и его электрические параметры приведены на рис. 4.19.

Рисунок 4.19 – Конструкция транзистора UTV Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN представлена на рис. 4.20.

Рисунок 4.20 – Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN Зависимость нелинейных искажений IMD от выходной мощности POUT представлена на рис. 4.21. При номинальной выходной мощности 2,0 Вт нелинейные искажения равны –65 дБ, что соответствует требованиям международных стандартов к линейности транзисторов телевизионных передатчиков. Увеличение выходной мощности до 3,8 Вт приводит увеличению нелинейных искажений до –54 дБ.

Рисунок 4.21 – Зависимость нелинейных искажений IMD от выходной мощности POUT Зависимость нелинейных искажений IMD от коллекторного тока I cq транзистора представлена на рис. 4.22. Минимальные искажения соответствуют току коллектора 0,4 А. В диапазоне изменения коллекторного тока от 0,35 до 0,45 А искажения ниже уровня –60 дБ.

Рисунок 4.22 – Зависимость нелинейных искажений IMD от коллекторного тока I cq транзистора Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты при номинальных значениях коллекторного напряжения и тока представлена на рис. 4.23. Активная составляющая входного сопротивления RIN изменяется в Рисунок 4.23 – Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты пределах от 1,0 до 0,8 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц.

Реактивная составляющая X IN носит емкостной характер и изменяется при этом в пределах от –3,8 до –9,0 Ом.

Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора ZOUT ROUT jX OUT от частоты при номинальных значениях коллекторного напряжения и тока представлена на рис. 4.24. Активная составляющая выходного сопротивления ROUT изменяется в пределах от 0,8 до 0,9 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц. Реактивная составляющая X OUT носит индуктивный характер и изменяется при этом в пределах от 23 до 15 Ом.

Рисунок 4.24 – Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора ZOUT ROUT jX OUT от частоты Транзистор UTV Номинальная полезная мощность выходного сигнала 4,0 Вт, режим работы – класс А, номинальное напряжение коллекторного питания 25 В, конструкция транзистора и его электрические параметры приведены на рис. 4.25.

Рисунок 4.25 – Конструкция транзистора UTV Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN представлена на рис. 4.26.

Рисунок 4.26 – Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN Зависимость нелинейных искажений IMD от выходной мощности POUT представлена на рис. 4.27. При номинальной выходной мощности 4,0 Вт нелинейные искажения равны –60 дБ, что соответствует требованиям международных стандартов к линейности транзисторов телевизионных передатчиков. Увеличение выходной мощности до 5 Вт приводит увеличению нелинейных искажений до –57 дБ.

Рисунок 4.27 – Зависимость нелинейных искажений IMD от выходной мощности POUT Зависимость нелинейных искажений IMD от коллекторного тока I cq транзистора представлена на рис. 4.28. Минимальные искажения соответствуют току коллектора 0,8 А. В диапазоне изменения коллекторного тока от 0,65 до 1,0 А искажения ниже уровня –60 дБ.

Рисунок 4.28 – Зависимость нелинейных искажений IMD от коллекторного тока I cq транзистора Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты при номинальных значениях коллекторного напряжения и тока представлена на рис. 4.29. Активная составляющая входного сопротивления RIN изменяется в пределах от 1,3 до 0,5 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц. Реактивная составляющая X IN носит индуктивный характер и изменяется при этом в пределах от 0,5 до 4,8 Ом.

Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора ZOUT ROUT jX OUT от частоты при номинальных значениях коллекторного напряжения и тока представлена на рис. 4.30. Активная составляющая выходного сопротивления ROUT изменяется в пределах от 14 до 4,0 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц. Реактивная составляющая X OUT носит индуктивный характер и изменяется при этом в пределах от 10 до 6,0 Ом.

Рисунок 4.29 – Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты Рисунок 4.30 – Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора ZOUT ROUT jX OUT от частоты Транзисторы двухтактных схем усилителей мощности Рассмотрим характеристики транзисторов двухтактных усилителей мощности, работающих в режимах А или АВ в зависимости от требований предъявляемых к ним по линейности и фильтрации гармоник.

Транзистор UTV Номинальная полезная мощность выходного сигнала 8,0 Вт, схема включения – двухтактная, режим работы – класс А, АВ, номинальное напряжение коллекторного питания 28 В, конструкция транзистора и его электрические параметры приведены на рис. 4.31.

Рисунок 4.31 – Конструкция транзистора UTV Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения представлена на рис. 4.32.

Рисунок 4.32 – Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN Зависимость нелинейных искажений IMD от выходной мощности POUT представлена на рис. 4.33. При номинальной выходной мощности 8,0 Вт нелинейные искажения равны –60 дБ, что соответствует требованиям международных стандартов к линейности транзисторов телевизионных передатчиков. Увеличение выходной мощности до 20 Вт приводит увеличению нелинейных искажений до –38 дБ.

Рисунок 4.33 – Зависимость нелинейных искажений IMD от выходной мощности POUT Зависимость нелинейных искажений IMD от коллекторного тока I cq транзистора представлена на рис. 4.34. Минимальные искажения соответствуют току коллектора 1,5 А.

Рисунок 4.34 – Зависимость нелинейных искажений IMD от коллекторного тока I cq транзистора Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты при номинальных значениях коллекторного напряжения и тока представлена на рис. 4.35. Активная составляющая входного сопротивления RIN изменяется в пределах от 1 до 13 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц. Реактивная составляющая X IN носит индуктивный характер и изменяется при этом в пределах от 8 до 20 Ом.

Рисунок 4.35 – Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора ZOUT ROUT jX OUT от частоты при номинальных значениях коллекторного напряжения и тока представлена на рис. 4.36. Активная составляющая выходного сопротивления ROUT изменяется в пределах от 20 до 5 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц. Реактивная составляющая X OUT носит индуктивный характер и изменяется при этом в пределах от 11 до 2 Ом.

Рисунок 4.36 – Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора ZOUT ROUT jX OUT от частоты Транзистор UTV Номинальная полезная мощность выходного сигнала 12 Вт, схема включения – двухтактная, режим работы – класс А, АВ, номинальное напряжение коллекторного питания 28 В, конструкция транзистора и его электрические параметры приведены на рис. 4.37.

Рисунок 4.37 – Конструкция транзистора Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN представлена на рис. 4.38.

Рисунок 4.38 – Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN Зависимость нелинейных искажений IMD от выходной мощности POUT представлена на рис. 4.39. При номинальной выходной мощности 12 Вт нелинейные искажения равны –56 дБ. Увеличение выходной мощности до Вт приводит увеличению нелинейных искажений до –44 дБ.

Рисунок 4.39 – Зависимость нелинейных искажений IMD от выходной мощности POUT Зависимость нелинейных искажений IMD от коллекторного тока I cq транзистора представлена на рис. 4.40. Минимальные искажения соответствуют току коллектора от 1,5 до 2,0 А.

Рисунок 4.40 – Зависимость нелинейных искажений IMD от коллекторного тока I cq транзистора Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты при номинальных значениях коллекторного напряжения и тока представлена на рис. 4.41. Активная составляющая входного сопротивления RIN изменяется в пределах от 2 до 6 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц. Реактивная составляющая X IN носит индуктивный характер и изменяется при этом в пределах от 3 до 10 Ом.

Рисунок 4.41 – Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора ZOUT ROUT jX OUT от частоты при номинальных значениях коллекторного напряжения и тока представлена на рис. 4.42. Активная составляющая выходного сопротивления ROUT изменяется в пределах от 6 до 1 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц.

Рисунок 4.42 – Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора ZOUT ROUT jX OUT от частоты Реактивная составляющая X OUT носит индуктивный характер и изменяется при этом в пределах от 10 до 2 Ом.

Транзистор UTV Номинальная полезная мощность выходного сигнала 20 Вт, схема включения – двухтактная, режим работы – класс А, АВ, номинальное напряжение коллекторного питания 28 В, конструкция транзистора и его электрические параметры приведены на рис. 4.43.

Рисунок 4.43 – Конструкция транзистора UTV Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN представлена на рис. 4.44.

Рисунок 4.44 – Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN Зависимость нелинейных искажений IMD от выходной мощности POUT представлена на рис. 4.45. При номинальной выходной мощности 20 Вт нелинейные искажения равны –53 дБ. Увеличение выходной мощности до Вт приводит увеличению нелинейных искажений до –40 дБ.

Рисунок 4.45 – Зависимость нелинейных искажений IMD от выходной мощности POUT Зависимость нелинейных искажений IMD от коллекторного тока I cq транзистора представлена на рис. 4.46. Минимальные искажения соответствуют току коллектора 3,0 А.

Рисунок 4.46 – Зависимость нелинейных искажений IMD от коллекторного тока I cq транзистора Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты при номинальных значениях коллекторного напряжения и тока представлена на рис. 4.47. Активная составляющая входного сопротивления RIN изменяется в пределах от 3 до 23 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц. Реактивная составляющая X IN носит индуктивный характер и изменяется при этом в пределах от 12 до 17 Ом.

Рисунок 4.47 – Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора ZOUT ROUT jX OUT от частоты при номинальных значениях коллекторного напряжения и тока представлена на рис. 4.48. Активная составляющая выходного сопротивления ROUT изменяется в пределах от 5 до 3 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц.

Реактивная составляющая X OUT носит индуктивный характер и изменяется при этом в пределах от 4,5 до 13 Ом.

Рисунок 4.48 – Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора ZOUT ROUT jX OUT от частоты Транзистор UTV100В Номинальная полезная мощность выходного сигнала 100 Вт, схема включения – двухтактная, режим работы – класс АВ, номинальное напряжение коллекторного питания 28 В, конструкция транзистора и его электрические параметры приведены на рис. 4.49.

Рисунок 4.49 – Конструкция транзистора UTV100В Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN представлена на рис. 4.50.

Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты при номинальных значениях коллекторного напряжения и тока представлена на рис. 4.51.

Рисунок 4.50 – Зависимость выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN Активная составляющая входного сопротивления RIN изменяется в пределах от 2 до 6 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц. Реактивная составляющая X IN носит индуктивный характер и изменяется при этом в пределах от 7 до 14 Ом.

Рисунок 4.51 – Зависимость входного комплексного сопротивления транзистора Z IN RIN jX IN от частоты Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора от частоты при номинальных значениях коллекторного ZOUT ROUT jX OUT напряжения и тока представлена на рис. 4.52.

Рисунок 4.52 – Зависимость выходного комплексного сопротивления транзистора ZOUT ROUT jX OUT от частоты Активная составляющая выходного сопротивления ROUT изменяется в пределах от 10,5 до 4 Ом при изменении частоты от 400 до 900 МГц.

Реактивная составляющая X OUT носит емкостной характер и изменяется при этом в пределах от -10 до –2 Ом. На частоте 700 МГц реактивная составляющая минимальна.


4.3 Оптимизация усилителей мощности телевизионных передатчиков Современные технологии оптимизации радиотехнических устройств основаны на широком использовании компьютерного моделирования [6, 8]. В предыдущем разделе дан анализ характеристик зарубежных транзисторов, предназначенных для построения усилителей мощности телевизионных передатчиков. Приведенные зависимости входных и выходных комплексных сопротивлений транзисторов позволяют эффективно использовать компьютерные технологии анализа и синтеза топологии электрических схем усилителей мощности, в частности, для исследования усилителей мощности может быть использован пакет программ Microwave Office.

Перейдем к пошаговому рассмотрению методики оптимизации усилителей мощности телевизионных передатчиков с помощью программных средств Microwave Office.

В качестве исходных данных для анализа и синтеза усилителя мощности могут служить схемы, рекомендуемые фирмами изготовителями транзисторов.

В таких схемах, как правило, имеется информация о параметрах входных и выходных цепей согласования для одной из рабочих частот. Поэтому вначале необходимо провести анализ работы схемы на основании исходных данных, убедиться в ее работоспособности, а затем синтезировать параметры согласующих цепей, обеспечивающих требуемые технические характеристики усилителя в заданном частотном диапазоне.

В результате исследований необходимо получить оптимальную топологию печатной платы усилителя мощности в микрополосковом исполнении.

4.3.1 Исходные данные Вначале, для примера, задаемся выходной мощностью усилителя 0,5 Вт.

Полагаем, что усилитель должен работать на 69 телевизионном канале, что соответствует рабочему диапазону частот 854,0…862,0 МГц.

За основу для оптимизации можно принять схему, представленную на рис.

4.53.

Рисунок 4.53 – Оптимизируемая схема усилителя мощности Данная схема рекомендована фирмой GHz TECHNOLOGY. Номиналы элементов схемы, параметры входных и выходных цепей согласования на частоте 860 МГц следующие:

Схема цепей питания коллектора и базы транзистора UTV005 усилителя мощности представлена на рис. 4.54.

Рисунок 4.54 – Схема питания цепей коллектора и базы 4.3.2 Оптимизация входной цепи согласования усилителя мощности Из данных к рис. 4.53 можно записать физические параметры микрополосковых линий входной цепи (L1, L2, L3) усилителя мощности:

L1 - (5,0 х 4,0) мм.

Толщина материала 1,66 мм.

Проницаемость = 2,74.

Воспользуемся пакетом программ Microwave Office, для этого из меню Windows (окно) выбрать TXLine.

Нажав на кнопку TXLine, установить в появившемся калькуляторе (рис.

4.55) физические параметры микрополосковой линии:

Рисунок 4.55 – Переход от физических к электрическим характеристикам микрополоска L Physical Characteristic Physical Length (L) 5,0 mm Width (W) 4,0 mm Gap (G) 1,6 mm Height (H) 1,66 mm Thickness (T) 0,1 mm Material Parameters Dielectric Const 2, Установить рабочую частоту Frequence 860 MHz, нажать на верхнюю кнопку, обозначенную стрелкой, получим результат синтеза электрических характеристик микрополосковой линии L1 (рис. 4.55) :

Electrical Characteristics L Impedanse 50,005 Ohms Electrical Length 7,506 deg Frequency 860 MHz По заданным физическим параметрам микрополосковых линий входной цепи усилителя мощности L2 – (13,0 х 4,0) мм, L3 – (15,0 х 4,0) мм с помощью пакета программ Microwave Office 2001 нетрудно найти электрические характеристики L2 и L3 (рис. 4.56, 4.57).

Рисунок 4.56 – Переход от физических к электрическим характеристикам микрополоска L Electrical Characteristics L Impedanse 50,005 Ohms Electrical Length 19,516 deg Frequency 860 MHz Рисунок 4.57 – Переход от физических к электрическим характеристикам микрополоска L Electrical Characteristics L Impedanse 50,005 Ohms Electrical Length 22,518 deg Frequency 860 MHz Нагрузкой входной цепи усилителя мощности служит входное сопротивление транзистора UTV005 на частоте 860 МГц, которое можно найти по графикам рис. 4.12.

XL R= 4,7 Ом, ХL = 5,4 Ом, L 1 нГн, (4.1) 2f где f 860 МГц Рассмотрим алгоритм оптимизации входных цепей усилителя мощности с помощью пакета программ Microwave Office.

Шаг 1: Начать новый Проект Из меню File (файл) выбрать New Project (новый проект). Далее выберите Save Project As и задайте имя проекту, например, UM1 и нажмите кнопку Сохранить.

Шаг 2: Создать новую схему Открыть меню Project (проект), Add Schematic (добавить схему), выбрать команду New Schematic (новую схему) (рис. 4.58).

Рисунок 4.58 – Создание новой схемы В форме Create New Schematic можно оставить Untitled 1, либо ввести название для новой схемы. Далее нажмите OK.

Рисунок 4.59 – Ввод имени новой схемы Шаг 3: Активизация окна просмотра элементов Щелкните на закладке Elem.

Шаг 4: Размещение элементов схемы - Щелкните + Transmission Lines, Phase. Схватите и перетащите на окно Untitled 1 четыре элемента TLIN.

- Щелкните + Lumped Element. Щелкните Capacitor. Схватите и перетащите в окно Untitled 1 три элемента CAP.

- Щелкните Resistor. Схватите и перетащите в окно Untitled 1 элемент RES.

- Щелкните Inductor. Схватите и перетащите в окно Untitled 1 элемент IND.

Шаг 5: Добавление портов и земли Добавить к схеме порт и землю можно несколькими способами. Например, на основной панели найдите кнопку Add Port и щелкните ее. Присоедините изображение порта к схеме. Найдите кнопку Add Ground и щелкните ее.

Присоедините изображение земли к схеме.

Шаг 6: Перемещение поясняющего текста в схеме Для лучшего восприятия схемы пояснительный текст можно перемещать по схеме. Для этого достаточно щелкнуть на тексте и перетащить его в нужное место.

Шаг 7: Поворот элементов Подведите курсор к элементу схемы, нажмите правую клавишу мыши и щелкните на Rotate, чтобы повернуть элемент на угол в 90-градусов.

Шаг 8: Соединение элементов схемы Соедините элементы схемы между собой и введите номиналы элементов в соответствии со схемой рис.4.53.

Схема будет иметь следующий вид:

Рисунок 4.60 – Исходная схема входной цепи согласования Шаг 9: Задание диапазона частот Для задания рабочего диапазона частот, сначала перейдите обратно в Проект, нажимая на закладку Proj расположенную внизу основного окна. Наведите курсор мышки на Project Options, вверху окна и дважды щелкните. Появится окно Project Options. Выберите закладку Frequency Values (рис. 4.61).

Рисунок 4.61 – Установка диапазона рабочих частот Введите начальную частоту Start 854 MHz, конечную частоту Stop 862 MHz и шаг 1 MHz. Щелкните на кнопке Apply (применить). В окне Current Range появится заданный диапазон (рис. 4.61). Нажмите OK.

Шаг 10: Добавление графиков Для построения зависимости входного сопротивления Z 11 от частоты в диапазоне 854…862 МГц в проект нужно добавить график. На основной панели найдите кнопку Add Graph (добавить график) и щелкните ее.

Появиться окно (рис. 4.62) Create Graph (формат графика) Рисунок 4.62 – Выбор диаграммы Смита для первого графика Установите Smith Chart (диаграмма Смита) и в окно Graph name введите заголовок графика Graph 1. Нажмите OK.

Для построения зависимостей действительной и мнимой части (Graph2, Graph3) входного сопротивления от частоты в окне Create Graph (рис. 4.63) выбираем прямоугольную систему координат (Rectangular).

Рисунок 4.63 – Выбор прямоугольной системы координат для второго и третьего графиков Шаг 11: Выбор расчетных величин Задайте расчетные величины для первого графика. Щелкните правой клавишей на строке Graph 1 и выберите Add Measurement (добавить вычисления).

Появится следующая форма:

Рисунок 4.64 – Задание расчетных величин для первого графика В окне Meas. Type (тип вычислений) выберите Port Parameters. В окне Measurement (расчет) выберите Z (Z Parameters). В окне Data Source Name выберите Untitled 1. Нажмите Add OK.

Задайте расчетные величины для второго графика. Щелкните правой клавишей на строке Graph 2 и выберите Add Measurement (добавить вычисления). Появится следующая форма:

Рисунок 4.65 – Задание расчетных величин для второго графика В окне Meas. Type (тип вычислений) выберите Port Parameters. В окне Measurement (расчет) выберите Z (Z Parameters). В окне Data Source Name выберите Untitled 1. Выберите Real в окне Complex Modigier. Нажмите Add OK.

Задайте расчетные величины для третьего графика. Щелкните правой клавишей на строке Graph 3 и выберите Add Measurement (добавить вычисления). Появится следующая форма:

Рисунок 4.66 – Задание расчетных величин для третьего графика В окне Meas. Type (тип вычислений) выберите Port Parameters. В окне Measurement (расчет) выберите Z (Z Parameters). В окне Data Source Name выберите Untitled 1. Выберите Imag в окне Complex Modigier. Нажмите Add OK.

Шаг 12: Анализ работы цепи Начните расчет, нажав на кнопку, которая выглядит похожей на след молнии.

Результаты анализа работы схемы видны на рис. 4.67 – 4.69.

Стрелки на годографе (рис. 4.66) указывают направление, соответствующее увеличению частоты. Установив курсор в любую точку годографа, можно определить r11, x11, частоту возбуждения.

В данном случае на частоте 858 МГц годограф проходит через точку r11 x 0,24612, что соответствующую входному сопротивлению 0,3115, 50 согласующей цепи r11=15,57 Ом, x11=12,3 Ом. На частотах выше и ниже МГц входное сопротивление также носит комплексный характер. Графики (рис.

4.68, 4.69) построены в абсолютных величинах действительной и мнимой части комплексного входного сопротивления.

Рисунок 4.67 – Результаты анализа работы цепи согласования на диаграмме Смита Рисунок 4.68 – Зависимость действительной части входного сопротивления Z11 от частоты Результаты анализа позволяют дать количественную оценку степени согласования активного элемента с источником возбуждения в диапазоне рабочих частот.


Рисунок 4.69 – Зависимость мнимой части входного сопротивления Z11 от частоты Из приведенного анализа работы цепи согласования следует, что необходима параметрическая оптимизация элементов схемы. В представленном виде схема неработоспособна, т.к. действительная часть входного сопротивления существенно отличается от 50 Ом. Кроме того, мнимая часть в рабочем диапазоне частот имеет значительное индуктивное сопротивление.

Шаг 13: Формулировка критериев оптимизации цепи согласования Пакет программ позволяет провести параметрический синтез принципиальной схемы по заданным критериям качества. Вначале необходимо задаться критериями оптимизации и весовыми коэффициентами для каждого из них, т.е. сформулировать целевую функцию многокритериальной оптимизации.

Во-первых, необходимо минимизировать отличие от 50 Ом действительной части входного сопротивления цепи согласования в рабочем диапазоне частот 854…862 МГц. Примем весовой коэффициент для данного критерия оптимизации 0,5.

Во-вторых, необходимо минимизировать отличие от 0 Ом мнимой части входного сопротивления цепи согласования в рабочем диапазоне частот 854…862 МГц. Примем весовой коэффициент для данного критерия оптимизации 0,5.

Шаг 14. Установка назначения переменных параметров и ограничений на их величину В нижней части главного окна программы Microwave Office активизируем закладку Var (Variable Browser). Далее нажмем Untitled 1 (рис. 4.70).

Рисунок 4.70 – Установка назначения переменных параметров и ограничений на их величину Первые три столбца в окна просмотра позволяют установить назначение переменных и при необходимости ограничение на величину параметров.

Кнопки "T", "O" и "C" используются для того, чтобы включить или отключить Tuning (настройку), Optimization (оптимизацию) и Constraints (ограничения) параметров введенных элементов.

В данном случае для настройки и оптимизации предназначены конденсаторы C1-C3 микрополосковые линии TL1-TL4, поэтому для каждого из них включена кнопка "T", "O" и "C". Далее вводятся ограничения на параметры (рис. 4.70) снизу (Lower) и сверху (Upper).

Шаг 15. Установка цели оптимизации.

В нижней части главного окна программы Microwave Office активизируем закладку Proj. Далее, щелкните правой кнопкой мыши Optimizer Goals, и выберите Add Opt Goal (рис. 4.71).

Рисунок 4.71– Подготовка к установке цели оптимизации В главном окне программы откроется диалоговое окно New Optimization Goal (рис. 4.72).

Рисунок 4.72 – Диалоговое окно для установки первой цели оптимизации В окне Measurement (рис. 4.72) выберите измеряемую действительную часть входного сопротивления цепи согласования Untiteld 1:Re(Z[11]), минимум отклонения которой от 50 Ом является критерием оптимизации.

Выберите тип цели (Goal Type) Meas = Goal, т.е. для достижения заданного критерия оптимизации измеряемая величина Meas будет стремиться к заданной Goal при вариации параметров цепи согласования. Заданная цель оптимизации может быть установлена в диапазоне частот в окнах Range. Для этого активизируются окна Start и Stop снятием меток в окнах Min и Max.

Устанавливаем в этих окнах частоты 390 МГц и 410 МГц (рис. 4.72).

Устанавливаем в окне Goal start 50. Весовой коэффициент устанавливаем равным 0,5 в окне Weight в соответствии с формулировкой критериев оптимизации цепи согласования (Шаг 18).

После установки цели оптимизации в окне New Optimization Goal (рис.

4.72) нажимаем кнопку OK. В результате в закладке Proj вертикальной панели главного окна программы Microwave Office записываются параметры оптимизации (рис. 4.73).

Алгоритм установки второй цели оптимизации аналогичен рассмотренному Рисунок 4.73 – Результат установки первой цели оптимизации выше. Открыв New Optimization Goal (рис. 4.74), в окне Measurement выберите измеряемую мнимую часть входного сопротивления цепи согласования Untiteld 1:Im(Z[11]), минимум отклонения которой от 0 Ом является критерием оптимизации.

Рисунок 4.74 – Диалоговое окно для установки второй цели оптимизации Выберите тип цели (Goal Type) Meas = Goal, т.е. для достижения заданного критерия оптимизации измеряемая величина Meas будет стремиться к заданной Goal при вариации параметров цепи согласования. Заданная цель оптимизации может быть установлена в диапазоне частот в окнах Range. Для этого активизируются окна Start и Stop снятием меток в окнах Min и Max.

Устанавливаем в этих окнах частоты 854 МГц и 862 МГц (рис. 4.74).

Устанавливаем в окне Goal start 0. Весовой коэффициент устанавливаем равным 0,5 в окне Weight в соответствии с формулировкой критериев оптимизации цепи согласования.

После установки цели оптимизации в окне New Optimization Goal (рис.

4.74) нажимаем кнопку OK. В результате в закладке Proj вертикальной панели главного окна программы Microwave Office записываются параметры оптимизации (рис. 4.75).

Рисунок 4.75 – Результат установки первой и второй целей оптимизации Для изменения цели оптимизации в нижней части главного окна программы Microwave Office активизируем закладку Proj. Далее, щелкните правой кнопкой мыши + Optimizer Goas Untiteld 1:Im(Z[1,1])=0 [w=0.5,Range=3.9e+008..4.1e+008] и выберите Edit Goal Properties…(рис. 4.76).

Рисунок 4.76 – Подготовка программы для изменения цели оптимизации В результате открывается диалоговое окно Modify Optimization Goal (рис.

4.77), которое предназначено для изменения цели оптимизации.

Рисунок 4.77 – Диалоговое окно для изменения цели оптимизации Шаг 16. Оптимизация схемы.

В меню Simulate выберите команду Optimize (рис. 4.78) и нажмите на клавишу мыши. В открывшемся одноименном диалоговом окне Optimize установите флажок Show All Iterations (показать все итерации) и выберите любой из методов оптимизации в раскрывающемся списке Optimization Methods (рис. 4.79).

Рисунок 4.78 – Подготовка к открытию окна оптимизации Рисунок 4.79 – Диалоговое окно до выполнения оптимизации Из списка методов оптимизации выбираем Pointer – Robust Optimization и задаемся максимальным количеством итераций 5000 в окне Maximum Iterations.

Для начала процесса оптимизации необходимо нажать кнопку Start (пуск).

За оптимизационным процессом можно наблюдать в окнах Relative Goal Cost (относительная целевая оценка) и Cost History (хронология оценки), а также на построенных ранее графиках (Graph 1-Graph 3). В соответствии с количеством целей оптимизации в окне Relative Goal Cost представлено две диаграммы, дающие оценку близости оптимизируемой действительной и мнимой частей входного сопротивления цепи согласования к цели.

По окончании процесса оптимизации диалоговое окно Optimize представлено на рис. 4.80. Результаты оптимизации представлены также на рис.

4.81– 4.83.

Рисунок 4.80 – Общий вид диалогового окна по окончании процесса оптимизации Рисунок 4.81 – Диаграмма Смита оптимальной схемы цепи согласования Рисунок 4.82 – Результат оптимизации действительной части входного сопротивления схемы цепи согласования Рисунок 4.83 – Результат оптимизации мнимой части входного сопротивления схемы цепи согласования Результатом проведенной оптимизации является схема цепи согласования, представленная на рис. 4.84.

Рисунок 4.84 – Оптимальная схема цепи согласования Шаг 17: Пояснительная записка Создайте пояснительную записку к этому проекту. Вызовите текстовый редактор Design Notes, два раза щелкнув на нем. В появившемся окне напишите, например, «Оптимизация входной цепи согласования усилителя мощности».

Рисунок 4.85 – Пояснительная записка к проекту Шаг 18: Сохранение всего проекта Для сохранения всего Проекта на диске, из меню File (файл) выберите Save (сохранить) или Save As (сохранить как).

Перейдем к оптимизации выходной цепи согласования усилителя мощности.

4.3.3 Оптимизация выходной цепи согласования усилителя мощности Из данных к рис. 4.53 можно записать физические параметры микрополосковых линий выходной цепи (L6, L7) усилителя мощности:

L6 - (37,0 х 4,0) мм.

Толщина материала 1,66 мм.

Проницаемость = 2,74.

Методика расчета электрических параметров микрополосковых линий по заданным физическим характеристикам описана в разделе 4.3.2. На рис. 4. представлены результаты расчета.

Рисунок 4.86 – Переход от физических параметров к электрическим микрополосковой линии Physical Characteristic Physical Length (L) 37,0 mm Width (W) 4,0 mm Gap (G) 1,6 mm Height (H) 1,66 mm Thickness (T) 0,1 mm Material Parameters Dielectric Const 2, Electrical Characteristics L Impedanse 50,004 Ohms Electrical Length 55,543 deg Frequency 860 MHz По заданным физическим параметрам микрополосковых линий входной цепи усилителя мощности L7 – (13,0 х 4,0) мм с помощью пакета программ Microwave Office 2001 нетрудно найти электрические характеристики L7. В данном случае воспользуемся результатами расчета L2 (рис. 4.56), т.к.

микрополосковые линии L2 и L7 имеют одинаковые физические параметры.

Electrical Characteristics L Impedanse 50,005 Ohms Electrical Length 19,516 deg Frequency 860 MHz По графикам рис. 4.13 определим выходное сопротивление транзистора UTV005 на частоте 860 МГц и вычислим величину индуктивности.

XL R= 32 Ом, ХL = 27 Ом, L 5 нГн, (4.2) 2f где f 860МГц.

Алгоритм исследования цепей согласования с помощью пакета программ Microwave Office подробно рассмотрен в предыдущем разделе, поэтому здесь приведем только основные результаты оптимизации выходной цепи.

Компьютерная модель схемы имеет следующий вид:

Рисунок 4.87 – Исходная схема выходной цепи согласования усилителя мощности Алгоритм анализа и оптимизации данной схемы подробно изложен в предыдущем разделе. Задав в проект диапазон частот 854…862 МГц, добавив графики можно проанализировать работу исходной схемы цепи согласования (рис. 4.87).

Результаты анализа работы схемы видны на рис. 4.88 – 4.90. Стрелки на годографе (рис. 4.88) указывают направление, соответствующее увеличению частоты. Установив курсор в любую точку годографа, можно определить r11, x11, частоту возбуждения.

В данном случае на частоте 858,03 МГц годограф проходит через точку x r 0,010178, что соответствует входному сопротивлению 0,25676, согласующей цепи r11=12,84 Ом, x11=0,5 Ом. На частотах выше и ниже 858, МГц входное сопротивление также носит комплексный характер. Графики (рис.

4.89, 4.90) построены в абсолютных величинах действительной и мнимой части комплексного входного сопротивления.

Результаты анализа позволяют дать количественную оценку степени согласования активного элемента с источником возбуждения в диапазоне рабочих частот.

Рисунок 4.88 – Результаты анализа работы цепи согласования на диаграмме Смита Рисунок 4.89 – Зависимость действительной части входного сопротивления Z11 от частоты Рисунок 4.90 – Зависимость мнимой части входного сопротивления Z11 от частоты Из приведенного анализа работы цепи согласования следует, что необходима параметрическая оптимизация элементов схемы. В представленном виде схема неработоспособна, т.к. действительная часть входного сопротивления существенно отличается от 50 Ом. Кроме того, мнимая часть в рабочем диапазоне частот имеет индуктивное сопротивление.

Во-первых, необходимо минимизировать отличие от 50 Ом действительной части входного сопротивления цепи согласования в рабочем диапазоне частот 854…862 МГц. Примем весовой коэффициент для данного критерия оптимизации 0,5.

Во-вторых, необходимо минимизировать отличие от 0 Ом мнимой части входного сопротивления цепи согласования в рабочем диапазоне частот 854…862 МГц. Примем весовой коэффициент для данного критерия оптимизации 0,5.

В соответствии с алгоритмом оптимизации, рассмотренным в предыдущем разделе, проведем установку назначения переменных параметров и ограничений на их величину. Для этого в нижней части главного окна программы Microwave Office активизируем закладку Var (Variable Browser).

Далее нажмем Untitled 1 (рис. 4.91).

Рисунок 4.91 – Установка назначения переменных параметров и ограничений на их величину Первые три столбца в окна просмотра (рис. 4.91) позволяют установить назначение переменных и при необходимости ограничение на величину параметров.

Кнопки "T", "O" и "C" используются для того, чтобы включить или отключить Tuning (настройку), Optimization (оптимизацию) и Constraints (ограничения) параметров введенных элементов.

В данном случае для настройки и оптимизации предназначены элементы L2, C2, L3, поэтому для каждого из них включена кнопка "T", "O" и "C". Далее вводятся ограничения на параметры (рис. 4.91) снизу (Lower) и сверху (Upper).

В соответствии с рассмотренным ранее алгоритмом устанавливаем цели оптимизации. В результате в закладке Proj вертикальной панели главного окна программы Microwave Office записываются параметры оптимизации (рис.

4.92).

Рисунок 4.92 – Результат установки первой и второй целей оптимизации Перейдем к оптимизации схемы.

В меню Simulate выберите команду Optimize и нажмите на клавишу мыши.

В открывшемся одноименном диалоговом окне Optimize установите флажок Show All Iterations (показать все итерации) и выберите любой из методов оптимизации в раскрывающемся списке Optimization Methods (рис. 4.93).

Из списка методов оптимизации выбираем Pointer – Robust Optimization и задаемся максимальным количеством итераций 5000 в окне Maximum Iterations.

Для начала процесса оптимизации необходимо нажать кнопку Start (пуск).

За оптимизационным процессом можно наблюдать в окнах Relative Goal Cost (относительная целевая оценка) и Cost History (хронология оценки), а также на построенных ранее графиках (Graph 1-Graph 3). В соответствии с количеством целей оптимизации в окне Relative Goal Cost представлено две диаграммы, дающие оценку близости оптимизируемой действительной и мнимой частей входного сопротивления цепи согласования к цели.

Рисунок 4.93 – Диалоговое окно до выполнения оптимизации По окончании процесса оптимизации диалоговое окно Optimize представлено на рис. 4.94.

Рисунок 4.94 – Общий вид диалогового окна по окончании процесса оптимизации Результаты оптимизации представлены также на рис. 4.95 – 4.97.

Рисунок 4.95 – Диаграмма Смита оптимальной схемы цепи согласования Рисунок 4.96 – Результат оптимизации действительной части входного сопротивления схемы цепи согласования Рисунок 4.97 – Результат оптимизации мнимой части входного сопротивления схемы цепи согласования Результатом проведенной оптимизации является схема цепи согласования, представленная на рис. 4.98.

Рисунок 4.98 – Оптимальная схема цепи согласования Для создания пояснительной записки к этому проекту вызовите текстовый редактор Design Notes, два раза щелкнув на нем. В появившемся окне напишите «Оптимизация выходной цепи согласования усилителя мощности».

Рисунок 4.99 – Пояснительная записка к проекту Для сохранения всего Проекта на диске, из меню File (файл) выберите Save (сохранить) или Save As (сохранить как).

Результаты проведенных исследований позволяют перейти к составлению топологии микрополосковой конструкции усилителя мощности на транзисторе UTV005.

4.3.4 Разработка топологии печатной платы микрополосковой конструкции усилителя мощности Исходными данными для проектирования микрополосковой конструкции являются:

исходная анализируемая схема (рис.4.53);

принципиальные схемы (рис. 4.84, 4.98) цепей согласования усилителя мощности, полученные в результате компьютерного синтеза.

Переход от электрических характеристик микрополосковых линий к физическим осуществляется с помощью калькулятора.

Для этого воспользуемся пакетом программ Microwave Office. Из меню Windows (окно) выбрать TXLine. Нажав на кнопку TXLine, установить в появившемся калькуляторе электрические характеристики микрополосковой линии L1:

Electrical Characteristics L Impedanse 50,0 Ohms Electrical Length 30,0 deg Frequency 860 MHz Устанавливается также часть физических параметров:

Physical Characteristic Material Parameters Gap (G) 1,6 mm Dielectric Const 2, Height (H) 1,66 mm Thickness (T) 0,1 mm Установить рабочую частоту Frequence 860 MHz, нажать на нижнюю кнопку, обозначенную стрелкой, получим физические характеристики микрополосковой линии (рис. 4.100):

Рисунок 4.100 – Переход от электрических к физическим характеристикам микрополоска L Physical Characteristic L Physical Length (L) 19,9 mm Width (W) 4,0 mm Результат расчета физических характеристик микрополоскосковых линий по заданным электрическим характеристикам следующий:

Electrical Characteristics L1 Physical Characteristic L Impedanse 50,0 Ohms Physical Length (L) 19,9 mm Electrical Length 30,0 deg Width (W) 4,0 mm Frequency 860 MHz Electrical Characteristics L2’ Physical Characteristic L2’ Impedanse 50,0 Ohms Physical Length (L) 8,8 mm Electrical Length 13,28 deg Width (W) 4,0 mm Frequency 860 MHz Electrical Characteristics L2’’ Physical Characteristic L2’’ Impedanse 50,0 Ohms Physical Length (L) 5,9 mm Electrical Length 9,0 deg Width (W) 4,0 mm Frequency 860 MHz Electrical Characteristics L3 Physical Characteristic L Impedanse 50,0 Ohms Physical Length (L) 11,5 mm Electrical Length 17,3 deg Width (W) 4,0 mm Frequency 860 MHz Electrical Characteristics L6’ Physical Characteristic L6’ Impedanse 50,0 Ohms Physical Length (L) 31,5 mm Electrical Length 47,4 deg Width (W) 4,0 mm Frequency 860 MHz Electrical Characteristics L6’’ Physical Characteristic L6’’ Impedanse 50,0 Ohms Physical Length (L) 51,4 mm Electrical Length 77,2 deg Width (W) 4,0 mm Frequency 860 MHz Electrical Characteristics L7’ Physical Characteristic L7’ Impedanse 50,0 Ohms Physical Length (L) 15,0 mm Electrical Length 22,6 deg Width (W) 4,0 mm Frequency 860 MHz Electrical Characteristics L7’’ Physical Characteristic L7’’ Impedanse 50,0 Ohms Physical Length (L) 1,3 mm Electrical Length 2,0 deg Width (W) 4,0 mm Frequency 860 MHz На рис. 4.101 приведена топология микрополосковой конструкции печатной платы усилителя мощности.

Рисунок 4.101 – Топология печатной платы усилителя мощности 4.3.5 Оценка энергетических характеристик усилителя мощности Для расчета необходимой мощности возбуждения усилителя вначале найдем коэффициенты передачи входной и выходной цепей согласования.

Для построения зависимости коэффициента передачи по мощности от частоты в диапазоне 854…862 МГц откроем проект выходной цепи, на схеме вместо существующего порта вставим PORT1. Для этого необходимо открыть закладку Elem, нажать последовательно на + Ports Harmoniic Balance (рис.

4.102) и перетащить на схему цепи согласования PORT1.

Рисунок 4.102 – Подготовка к замене порта в оптимальной схеме цепи согласования Далее необходимо включить в исследуемую схему измеритель мощности.

Для этого в закладке Elem, сделать двойное нажатие левой клавиши мыши на MeasDevice и перетащить на схему P_METER3 (рис. 4.103, 4.104) Рисунок 4.103 – Подготовка к установке измерителя мощности в оптимальной схеме цепи согласования Рисунок 4.104 – Схема для оценки коэффициента передачи по мощности входной цепи согласования Удалите в проекте все графики, предназначенные для оценки входного сопротивления цепи согласования. Для вновь открытого Graph 1 задайте расчетные величины. Для этого щелкните правой клавишей на строке Graph и выберите Add Measurement Появится следующая форма:

Рисунок 4.105 – Задание расчетных величин для первого графика В окне Meas. Type (тип вычислений) выберите Nonlinear Power. В окне Measurement (расчет) выберите Pgain (усиление по мощности). В окне Data Source Name выберите Untitled 1. Установите PORT1 в окне Power In В окне Power Out Component выберите P_METER3.P1.

Component.

Установите флажок в окне DB Result Type. Нажмите Add OK.



Pages:     | 1 | 2 || 4 | 5 |   ...   | 7 |
 





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.