авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:     | 1 |   ...   | 2 | 3 || 5 | 6 |   ...   | 7 |

«Министерство связи и массовых коммуникаций Российской Федерации Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования ПОВОЛЖСКИЙ ...»

-- [ Страница 4 ] --

В результате анализа исследуемой схемы получим зависимость коэффициента передачи по мощности в диапазоне рабочих частот (рис. 4.106).

Рисунок 4.106 – График зависимости коэффициента передачи по мощности в дБ в диапазоне рабочих частот входной цепи согласования Неравномерность коэффициента передачи в диапазоне 854…862 МГц менее 0,01 дБ.

Перейдем к оценке коэффициента передачи выходной цепи согласования.

Как и в предыдущем случае, откроем проект выходной цепи, на схеме вместо существующего порта вставим PORT1. Для этого необходимо открыть закладку Elem, нажать последовательно на + Ports Harmoniic Balance и перетащить на схему цепи согласования PORT1.

Далее необходимо включить в исследуемую схему измеритель мощности.

Для этого в закладке Elem, сделать двойное нажатие левой клавиши мыши на MeasDevice и перетащить на схему P_METER3 (рис. 4.107).

Рисунок 4.107 – Схема для оценки коэффициента передачи по мощности выходной цепи согласования Удалите в проекте все графики, предназначенные для оценки входного сопротивления цепи согласования. Для вновь открытого графика Graph задайте расчетные величины. Для этого щелкните правой клавишей на строке Graph 1 и выберите Add Measurement (добавить вычисления).

Появится следующая форма:

Рисунок 4.108 – Задание расчетных величин для первого графика В окне Meas. Type (тип вычислений) выберите Nonlinear Power. В окне Measurement (расчет) выберите Pgain (усиление по мощности). В окне Data Source Name выберите Untitled 1. Установите PORT1 в окне Power In В окне Power Out Component выберите P_METER3.P1.

Component.

Установите флажок в окне DB Result Type. Нажмите Add OK.

В результате анализа исследуемой схемы получим зависимость коэффициента передачи по мощности в диапазоне рабочих частот (рис. 4.109).

Рисунок 4.109 – График зависимости коэффициента передачи по мощности в дБ в диапазоне рабочих частот выходной цепи согласования Неравномерность коэффициента передачи в диапазоне 854…862 МГц менее 0,01 дБ.

Воспользовавшись зависимостью выходной мощности POUT от входной мощности возбуждения PIN (рис. 4.50), а также результатами исследования входной и выходной согласующих цепей, нетрудно определить общий коэффициент усиления и мощность возбуждения усилителя.

PВЫХ 0, 0,05 Вт PВОЗБ KВХK УKВЫХ 1 10 Здесь мощность на выходе усилителя;

PВЫХ коэффициент передачи входной цепи согласования;

K ВХ коэффициент усиления транзистора на частоте 860 МГц;

KУ KВЫХ коэффициент передачи выходной цепи согласования.

Следует отметить, что в результате проектирования и оптимизации цепей согласования для усилителя мощности телевизионного передатчика неравномерность коэффициента передачи в диапазоне 854…862 МГц составляет менее 0,01 дБ при минимальных потерях мощности.

5 Оптимизация излучающей микрополосковой нагрузки усилителей мощности мобильных передатчиков Современные технологии исследования и оптимизации радиотехнических устройств основаны на широком использовании компьютерного моделирования.

Одним из наиболее эффективных методов оптимизации излучающей микрополосковой нагрузки усилителей мощности мобильных передатчиков является компьютерное моделирование на основе использования пакета программ Microwave Office [20].

Методику компьютерной оптимизации излучающей нагрузки усилителей мощности мобильных передатчиков рассмотрим на примере симметричного микрополоскового вибратора [32].

5.1 Общие сведения об излучающих полуволновых вибраторах По принципу действия полуволновые вибраторы подразделяются на магнитные и электрические (рис.5.1а,б). Магнитные вибраторы выполняются в виде узкой щели на металлической поверхности и поэтому называются щелевыми.

Рисунок 5.1 – Магнитный и электрический вибраторы Теория щелевых антенн разработана М. С. Нейманом, А. А. Пистолькорсом и Я. Н. Фельдом. Ученым удалось применить основные положения теории проволочных антенн к щелевым антеннам. Вибраторы в мобильной аппаратуре имеют часто микрополосковую конструкцию.

Рассмотрим магнитный вибратор. Если в проводящей плоскости (рис.1. 5.1а) прорезать полуволновую узкую щель и к середине ее a, b подвести питание от генератора соответствующей частоты, то возникнут бегущие волны, которые, достигнув cd, ef, отражаются как от короткозамкнутых концов линии.

В результате по всей длине щели образуются стоячие волны. Узел напряжения U и электрического поля Е получается на концах щели, а пучности U и Е — на расстоянии 4 от cd, ef, т. е. в середине щели.

По такому же закону, как показано на рис.5.1б, распределяются вдоль линейного электрического вибратора ток I (длина стрелок пропорциональна току) и магнитное поле Н (число линий поля пропорционально H). В структуре полей имеется аналогия: магнитное поле металлического вибратора расположено в плоскости, перпендикулярной его оси и не имеет продольной тангенциальной составляющей на поверхности вибратора;

электрическое поле щели расположено в плоскости перпендикулярной широкой стороне щели и не имеет на ней продольной составляющей.

Наличие в щели переменного электрического поля означает, что в ней имеется ток смещения. Этот ток, очевидно, способен выходить за пределы плоскости щели. Вызванное им магнитное поле перпендикулярно линиям тока смещения, т.е. направлено параллельно оси щели. От полученного магнитного поля возбуждается новое переменное электрическое поле (ток смещения) и т. д.

Таким образом, щель (магнитный вибратор) излучает электромагнитные волны, которые отличаются от волн электрического вибратора поляризацией:

например, горизонтальная щель излучает вертикально-поляризованные волны, тогда как горизонтальный электрический вибратор – горизонтально поляризованные волны. Отсюда происходит название щелевых излучателей – магнитные вибраторы.

Диаграммы направленности полуволновой щели и полуволнового электрического вибратора одинаковые (рис.5.2).

Это заключение следует из принципа двойственности [32], который утверждает, что если поля с амплитудами Em и Hm расположенные в непосредственной близости от щели и электрического вибратора, численно равны между собой, то и в зоне излучения амплитуды напряженности электрического поля, вызванного щелью, и магнитного поля, вызванного электрическим вибратором, численно равны.

Рисунок 5.2 – Диаграммы направленности полуволновых вибраторов Направленность излучения щелевой антенны в плоскости zy проходящей через ось щели, описывается восьмеркой, а в плоскости zx, перпендикулярной оси, антенна имеет ненаправленный характер излучения.

5.2 Электродинамический анализ работы симметричного микрополоскового вибратора Рассмотрим алгоритм исследования симметричной микрополосковой антенны с помощью пакета программ Microwave Office.

Шаг 1: Начать новый Проект Из меню File (файл) выбрать New Project (новый проект). Далее выберите Save Project As и задайте имя проекту, например, Vibrator и нажмите кнопку Сохранить.

Шаг 2: Создать новую электромагнитную структуру Открыть меню Project (проект), Add EM Structure (добавить электромагнитную структуру), выбрать команду New EM Structure (новую электромагнитную структуру). Результат представлен на рис.5.3, 5.4.

Рисунок 5.3 – Подготовка к созданию новой электромагнитной структуры Рисунок 5.4 – Ввод имени EM структуры В форме Create New EM Structure можно оставить EM Structure1, либо ввести название для новой электромагнитной структуры. Далее нажмите OK.

Появится окно, предназначенное для проектирования электромагнитной структуры (рис. 5.5).

Рисунок 5.5 – Окно проектирования EM структуры На панели главного окна к стандартным компонентам добавились следующие: Draw (вставка), Structure (структура), Animate (анимация);

появились активные кнопки (рис. 5.6), предназначенные для построения и анализа электродинамических структур.

Рисунок 5.6 – Панель главного окна Шаг 3: Определение параметров диэлектрической подложки и корпуса Нажать кнопку Enclosure (корпус) при этом появится диалоговое окно Substrate Information (рис. 5.7).

Рисунок 5.7 – Диалоговое окно для определения параметров подложки и корпуса В диалоговом окне три закладки:

Enclosure (корпус);

Ditltctric Layers (диэлектрическая подложка);

Boundaries (границы).

В первой закладке Enclosure задаются:

параметры корпуса в окнах X- Dimensions и Y- Dimensions;

точность построения в окнах X- Divisions и Y- Divisions;

единицы измерения в окне Units (точка). Система единиц измерения может быть Метрическая и Английская.

Задаемся размерами корпуса 304,8х304,8 мм, число точек на сторону 120, единицу измерения мм в Метрической системе (рис. 5.7).

Во второй закладке Ditltctric Layers задаются параметрами диэлектрической подложки (рис. 5.8).

Рисунок 5.8 – Параметры диэлектрической подложки Здесь Layer (слой), Hatch (вид), Via Hatch (вид воздушный), Thickness (толщина), er (диэлектрическая постоянная), Loss Tangent (тангенс угла потерь), Bulk Conductivity (проводимость слоя), View Scale (масштаб), Add Above (добавить выше), Add Below (добавить ниже).

В окнах высвечиваются параметры выбранного уровня. Имеется возможность для каждого слоя вводить новые параметры, корректировать предыдущие. Параметры вводятся при нажатии кнопок Add Above, Add Below.

Параметры третьей закладки используются по умолчанию (рис. 5.9).

Здесь Perfect Сonductor (идеальный проводник), Specify Material (специальный материал), Approximate Open (377 Ohms) (открытая аппроксимация). Эта опция используется для анализа структуры типа антенны.

Infinite Waveguide (бесконечный волновод) имитирует идеально проводящий и бесконечно длинный волновод.

Рисунок 5.9 – Дополнительные ограничения Шаг 4: Выбор микрополосковой конструкции и определение ее геометрических размеров Найдем длину вибратора антенны, предназначенной для работы в диапазоне 900 мГц 83,3.

Задаемся шириной вибратора - 2,5 мм.

Шаг 5: Построение микрополосковой конструкции Для построения микрополосковой конструкции раскрыть окно EM Structure1 на весь экран, нажать кнопку Add Rect Conductor (добавить основной проводник), вывести указатель мыши в окно EM Structure1 и, нажав левую клавишу мыши, произвести построение вибратора антенны заданной длины и ширины. Повторить построение для второй половины симметричного вибратора. В результате получатся два четвертьволновых вибратора соединенных вместе (рис. 5.10 2.12). Затем выбрать компонент Internal port (симметричный порт) в меню Draw (вставка) и подвести его к соединению двух полосков, разделив их (при этом появится граничная полоса) нажать левую кнопку мыши. На рис. 5.11 представлена микрополосковая конструкция симметричного вибратора со встроенным портом.

Рисунок 5.10 – Построения вибраторов микрополосковой антенны Рисунок 5.11 – Симметричная микрополосковая антенна со встроенным портом Для коррекции материала элементов микрополосковой конструкции необходимо в меню Draw выбрать Edit Shape Props (рис. 5.12), при этом появится диалоговое окно Conductor Properties (параметры проводника), предназначенное для установления параметров проводящей поверхности (рис.

5.13).

Рисунок 5.12 – Подготовка для ввода параметров проводящей поверхности Рисунок 5.13 – Установка параметров проводящей поверхности Для добавления нового материала нажать на кнопку New Material, при этом появится новое диалоговое окно (рис. 5.14) Create New Material (создайте новый материал).

Рисунок 5.14 – Окно для ввода параметров нового материала Вводим название материала в окно Material name, в окна Electrical parameters вводим электрические параметры материала. При отсутствии электрических параметров материала можно воспользоваться физическими параметрами для этого необходимо поставить флажок напротив надписи Physical parametr, затем указать толщину материала (Conductor thickness) и его проводимость (Material conductivity) Сим/м.

Физические параметры наиболее часто и пользуемых материалов приведены в таблице 5.1.

Таблица 5.1 – Физические параметры материалов Материа Проводим л ость Сим/м Серебро 6,14x Медь 5.88x Золото 4.10x Алюмин 3.53x ий Никель 1.47x При множестве элементов выполненных из различных материалов имеется возможность окрашивать каждый материал в свой цвет для этого необходимо нажать кнопку Edit и выбрать необходимый цвет.

Как правило, на начальной стадии моделирования останавливаются на идеальном материале, который устанавливается по умолчанию.

Шаг 6: Добавление графиков Для анализа моделируемой конструкции необходимо выбрать наиболее важные параметры (входное сопротивление, диаграмма направленности и т.д.) и вид представления результатов - графический или табличный.

Для построения зависимостей действительной и мнимой части входного сопротивления Z 11 симметричного вибратора от частоты в диапазоне 900… мГц в проект нужно добавить графики. На основной панели найдите кнопку Add Graph (добавить график) и щелкните ее. Появится окно (рис. 5.15) Create Graph (формат графика) Для построения (Graph1, Graph2) в окне Create Graph выбираем прямоугольную систему координат (Rectangular).

Рисунок 5.15 – Выбор прямоугольной системы координат для первого и второго графиков Для построения третьего графика (Graph3) в окне Create Graph (рис. 5.16) выбираем диаграмму Смита (Smit Chart).

Рисунок 5.16 – Выбор диаграммы Смита для третьего графика Шаг 7: Выбор расчетных величин Задайте расчетные величины для первого графика. Щелкните правой клавишей на строке Graph 1 и выберите Add Measurement (добавить вычисления).

Появится следующая форма:

Рисунок 5.17 – Задание расчетных величин для первого графика В окне Meas. Type (тип вычислений) выберите Port Parameters. В окне Measurement (расчет) выберите Z (Z Parameters). В окне Data Source Name выберите EM Structure. Выберите Real в окне Complex Modigier. Нажмите Add OK.

Задайте расчетные величины для второго графика. Щелкните правой клавишей на строке Graph 2 и выберите Add Measurement (добавить вычисления). Появится следующая форма:

Рисунок 5.18 – Задание расчетных величин для второго графика В окне Meas. Type (тип вычислений) выберите Port Parameters. В окне Measurement (расчет) выберите Z (Z Parameters). В окне Data Source Name выберите EM Structure. Выберите Imag в окне Complex Modigier. Нажмите Add OK.

Задайте расчетные величины для третьего графика. Щелкните правой клавишей на строке Graph 3 и выберите Add Measurement (добавить вычисления). Появится следующая форма:

Рисунок 5.19 – Задание расчетных величин для третьего графика В окне Meas. Type (тип вычислений) выберите Port Parameters. В окне Measurement (расчет) выберите Z (Z Parameters). В окне Data Source Name выберите EM Structure. Нажмите Add OK.

Шаг 8: Задание диапазона частот Для задания рабочего диапазона частот, сначала перейдите обратно в Проект, нажимая на закладку Proj расположенную внизу основного окна. Наведите курсор мышки на Project Options, вверху окна и дважды щелкните. Появится окно Project Options. Выберите закладку Frequency Values (рис. 5.20).

Рисунок 5.20 – Окно для задания диапазона частот и шага анализа Введите начальную частоту Start 900 MHz, конечную частоту Stop 910 MHz и шаг 1 MHz. Щелкните на кнопке Apply (применить). В окне Current Range появится заданный диапазон (рис. 5.20). Нажмите OK.

Шаг 9: Электродинамический анализ симметричного вибратора Начните расчет, нажав на кнопку, которая выглядит похожей на след молнии.

Результаты анализа работы схемы видны на рис. 5.21– 5.23.

Стрелки на годографе (рис.5.21) указывают направление, соответствующее увеличению частоты. Установив курсор в любую точку годографа, можно определить r11, x11, частоту возбуждения.

В данном случае на частоте 904,99 МГц годограф проходит через точку r11 x 0.401, что соответствует входному сопротивлению 4.45, 50 симметричного вибратора r11=222,5 Ом, x11= 20,05 Ом. На частотах выше и ниже 904,99 МГц входное сопротивление также носит комплексный характер.

Рисунок 5.21 – Результаты оценки входного сопротивления симметричного вибратора на диаграмме Смита Графики (рис. 5.22, 5.23) построены в абсолютных величинах действительной и мнимой части комплексного входного сопротивления.

Рисунок 5.22 – Зависимость действительной части входного сопротивления Z11 от частоты Рисунок 5.23 – Зависимость мнимой части входного сопротивления Z11 от частоты Результаты анализа позволяют дать количественную оценку величине входного сопротивления симметричного вибратора в диапазоне частот и перейти к схемотехническому анализу микрополосковой антенны с цепями согласования.

5.3 Схемотехнический анализ работы симметричного микрополоскового вибратора с цепями согласования Рассмотрим по шагам алгоритм составления схемотехнической модели и анализа работы вибратора с цепью согласования.

Шаг 1: Построение схемотехнической конструкции электродинамической модели Для перехода к схемотехнической конструкции необходимо выбрать в меню Project Add Schematic New Schematic… или использовать кнопку, расположенную на панели инструментов.

Рисунок 5.24 – Подготовка открытия схемотехнического окна При нажатии на кнопку появится окно (рис. 5.25) Create New Schematic (создайте новую схему).

Рисунок 5.25 – Введение имени новой схеме Сохраняем название схемы Schematic 1 и нажимаем кнопку OK.

В результате появится новое поле и изменится меню, предназначенное для построения схемотехнического проекта. На панели инструментов появятся значки (рис. 5.26), необходимые для построения и анализа принципиальных электрических схем: X=Y (введение новых функций), GND (земляной вывод), PORT (введение измерительного входа), SUB (введение элемента, имеющего внешние параметры).

Рисунок 5.26 – Вспомогательные элементы для схемотехнического анализа Под внешними параметрами элемента могут быть данные, полученные путем электродинамического моделирования, описываемые в Data Files.

Для создания файла данных необходимо выбрать в меню Project Add Data File Import Data File (рис. 5.27). Появится окно, в котором выбираем необходимый нам файл и присоединяем его к проекту в закладку Proj, Data Files (рис. 5.28).

Рисунок 5.27 – Подготовка к созданию файла данных Рисунок 5.28 – Окно для создания файла данных Переименуем полученный файл данных EM Structure 11 (рис. 5.29).

Рисунок 5.29 – Подготовка к переименованию файла Введем в новое имя Vibrator в окно Rename Data Source и нажмем кнопку OK (рис. 5.30) Рисунок 5.30 – Переименование файла данных В результате в группе внешних файлов данных Data Files главного окна появится новое имя (рис. 5.31) Рисунок 5.31 – Новое имя файла данных Для введения в схемотехническое окно элемента с описанием параметров симметричного вибратора необходимо вначале нажать кнопку SUB на панели инструментов (рис. 5.32), затем в появившемся окне Select data source for insertion выбрать файл данных Vibrator (рис. 5.33) и нажимаем кнопку OK.

Рисунок 5.32 – Подготовка к введению параметров вибратора Рисунок 5.33 – Выбор файла данных с параметрами симметричного вибратора В схемотехническом окне появляется элемент SUBCKT (рис. 5.34 2.36) с параметрами симметричного вибратора, полученными на основе электродинамического анализа Рисунок 5.34 – Схемотехнический элемент с параметрами симметричного вибратора Для схемотехнического анализа работы вибратора и синтеза оптимальных цепей согласования необходимо построить компьютерную электрическую модель исследуемого устройства в среде программирования Microwave Office.

Шаг 2: Активизация окна просмотра элементов Щелкните на закладке Elem (рис. 5.35).

Шаг 3: Размещение элементов схемы Щелкните + Transmission Lines, Phase. Схватите и перетащите на окно Untitled 1 три элемента TLIN (рис. 5.35).

Рисунок 5.35 – Выбор микрополосковых элементов цепи согласования вибратора Щелкните + Lumped Element. Щелкните Capacitor. Схватите и перетащите в окно Untitled 1 три элемента CAP (рис. 5.36).

Рисунок 5.36 – Выбор конденсаторов цепи согласования вибратора Шаг 4: Добавление портов и земли Добавить к схеме порт и землю можно несколькими способами. Например, на основной панели найдите кнопку Add Port и щелкните ее. Присоедините изображение порта к схеме. Найдите кнопку Add Ground и щелкните ее.

Присоедините изображение земли к схеме.

Шаг 5: Перемещение поясняющего текста в схеме Для лучшего восприятия схемы пояснительный текст можно перемещать по схеме. Для этого достаточно щелкнуть на тексте и перетащить его в нужное место.

Шаг 6: Поворот элементов Подведите курсор к элементу схемы, нажмите правую клавишу мыши и щелкните на Rotate, чтобы повернуть элемент на угол в 90-градусов.

Шаг 7: Соединение элементов схемы Соедините элементы схемы между собой и введите номиналы элементов.

Ваша схема будет иметь следующий вид:

Рисунок 5.37 – Исходная модель вибратора с трехзвенной цепью согласования Шаг 8: Добавление графиков Для построения зависимостей действительной и мнимой части входного сопротивления Z 11 от частоты в диапазоне 900…910 МГц в проект нужно добавить графики. На основной панели найдите кнопку Add Graph (добавить график) и щелкните ее. Появится окно (рис. 5.38) Create Graph (формат графика) Для построения (Graph4, Graph5) в окне Create Graph (рис. 5.38) выбираем прямоугольную систему координат (Rectangular).

Рисунок 5.38 – Выбор прямоугольной системы координат для четвертого и пятого графиков Для построения шестого графика (Graph6) в окне Create Graph (рис. 5.39) выбираем диаграмму Смита (Smit Chart).

Рисунок 5.39 – Выбор диаграммы Смита для шестого графика Шаг 9: Выбор расчетных величин Задайте расчетные величины для четвертого графика. Щелкните правой клавишей на строке Graph 4 и выберите Add Measurement (добавить вычисления).

Появится следующая форма:

Рисунок 5.40 – Задание расчетных величин для четвертого графика В окне Meas. Type (тип вычислений) выберите Port Parameters. В окне Measurement (расчет) выберите Z (Z Parameters). В окне Data Source Name выберите Schematic 1. Выберите Real в окне Complex Modigier. Нажмите Add OK.

Задайте расчетные величины для пятого графика. Щелкните правой клавишей на строке Graph 5 и выберите Add Measurement (добавить вычисления). Появится следующая форма:

Рисунок 5.41 – Задание расчетных величин для пятого графика В окне Meas. Type (тип вычислений) выберите Port Parameters. В окне Measurement (расчет) выберите Z (Z Parameters). В окне Data Source Name выберите Schematic 1. Выберите Imag в окне Complex Modigier. Нажмите Add OK.

Задайте расчетные величины для шестого графика. Щелкните правой клавишей на строке Graph 6 и выберите Add Measurement (добавить вычисления). Появится следующая форма:

Рисунок 5.42 – Задание расчетных величин для шестого графика В окне Meas. Type (тип вычислений) выберите Port Parameters. В окне Measurement (расчет) выберите Z (Z Parameters). В окне Data Source Name выберите Schematic 1. Нажмите Add OK.

Шаг 10: Анализ работы вибратора с цепью согласования Начните расчет, нажав на кнопку, которая выглядит похожей на след молнии.

Результаты анализа работы схемы видны на рис. 5.43 – 5.45.

Стрелки на годографе (рис.5.43) указывают направление, соответствующее увеличению частоты. Установив курсор в любую точку годографа, можно определить r11, x11, частоту возбуждения.

В данном случае на частоте 905,02 МГц годограф проходит через точку r11 x 1,93, 11 5.23, что соответствует входному сопротивлению r11=96,5 Ом, x11= 50 261,5 Ом. На частотах выше и ниже 905,02 МГц входное сопротивление также носит комплексный характер.

Рисунок 5.43 – Результаты оценки входного сопротивления вибратора с цепью согласования на диаграмме Смита Графики (рис. 5.44, 5.45) построены в абсолютных величинах действительной и мнимой части комплексного входного сопротивления.

Рисунок 5.44 – Зависимость действительной части входного сопротивления Z11 от частоты Рисунок 5.45 – Зависимость мнимой части входного сопротивления Z11 от частоты Результаты анализа позволяют дать количественную оценку величине входного сопротивления вибратора с цепью согласования в диапазоне рабочих частот.

5.4 Оптимизация симметричного микрополоскового вибратора с цепями согласования Из приведенного анализа работы цепи согласования следует, что необходима параметрическая оптимизация элементов схемы. В представленном виде схема неработоспособна, т.к. действительная часть входного сопротивления существенно отличается от 50 Ом. Кроме того, мнимая часть в рабочем диапазоне частот имеет значительное индуктивное сопротивление.

Шаг 1: Формулировка критериев оптимизации цепи согласования Пакет программ позволяет провести параметрический синтез принципиальной схемы по заданным критериям качества. Вначале необходимо задаться критериями оптимизации и весовыми коэффициентами для каждого из них, т.е. сформулировать целевую функцию многокритериальной оптимизации.

Во-первых, необходимо минимизировать отличие от 50 Ом действительной части входного сопротивления цепи согласования в рабочем диапазоне частот 900…910 Мгц. Примем весовой коэффициент для данного критерия оптимизации 0,9.

Во-вторых, необходимо минимизировать отличие от 0 Ом мнимой части входного сопротивления цепи согласования в рабочем диапазоне частот 900…910 Мгц. Примем весовой коэффициент для данного критерия оптимизации 0,1.

Шаг 2. Установка назначения переменных параметров и ограничений на их величину В нижней части главного окна программы Microwave Office активизируем закладку Var (Variable Browser). Далее нажмем Schematic 1 (рис. 5.46 2.48).

Рисунок 5.46 – Установка назначения переменных параметров и ограничений на их величину Первые три столбца в окна просмотра позволяют установить назначение переменных и при необходимости ограничение на величину параметров.

Кнопки "T", "O" и "C" используются для того, чтобы включить или отключить Tuning (настройку), Optimization (оптимизацию) и Constraints (ограничения) параметров введенных элементов.

В данном случае для настройки и оптимизации предназначены конденсаторы C1, C2, C3, поэтому для каждого из них включена кнопка "T", "O" и "C". Далее вводятся ограничения на параметры (рис. 5.46) снизу (Lower) и сверху (Upper).

Шаг 3. Установка цели оптимизации В нижней части главного окна программы Microwave Office активизируем закладку Proj. Далее, щелкните правой кнопкой мыши Optimizer Goals, и выберите Add Opt Goal (рис. 5.47).

Рисунок 5.47 – Подготовка к установке цели оптимизации В главном окне программы откроется диалоговое окно New Optimization Goal (рис. 5.48).

Рисунок 5.48 – Диалоговое окно для установки первой цели оптимизации В окне Measurement (рис. 5.48) выберите измеряемую действительную часть входного сопротивления цепи согласования Schematic 1:Re(Z[11]), минимум отклонения которой от 50 Ом является критерием оптимизации.

Выберите тип цели (Goal Type) Meas = Goal, т.е. для достижения заданного критерия оптимизации измеряемая величина Meas будет стремиться к заданной Goal при вариации параметров цепи согласования. Заданная цель оптимизации может быть установлена в диапазоне частот в окнах Range. Для этого активизируются окна Start и Stop снятием меток в окнах Min и Max.

Устанавливаем в этих окнах частоты 900 мГц и 910 мГц (рис. 5.48).

Устанавливаем в окне Goal start 50. Весовой коэффициент устанавливаем равным 0,9 в окне Weight в соответствии с формулировкой критериев оптимизации.

После установки цели оптимизации в окне New Optimization Goal (рис.

5.48) нажимаем кнопку OK. В результате в закладке Proj вертикальной панели главного окна программы Microwave Office записываются параметры оптимизации (рис. 5.49).

Рисунок 5.49 – Результат установки первой цели оптимизации Алгоритм установки второй цели оптимизации аналогичен рассмотренному выше. Открыв New Optimization Goal (рис. 5.50), в окне Measurement выберите измеряемую мнимую часть входного сопротивления цепи согласования Schematic 1:Im(Z[11]), минимум отклонения которой от 0 Ом является критерием оптимизации.

Рисунок 5.50 – Диалоговое окно для установки второй цели оптимизации Выберите тип цели (Goal Type) Meas = Goal, т.е. для достижения заданного критерия оптимизации измеряемая величина Meas будет стремиться к заданной Goal при вариации параметров цепи согласования. Заданная цель оптимизации может быть установлена в диапазоне частот в окнах Range. Для этого активизируются окна Start и Stop снятием меток в окнах Min и Max.

Устанавливаем в этих окнах частоты 900 мГц и 910 мГц (рис. 5.50).

Устанавливаем в окне Goal start 0. Весовой коэффициент устанавливаем равным 0,1 в окне Weight в соответствии с формулировкой критериев оптимизации цепи согласования.

После установки цели оптимизации в окне New Optimization Goal (рис.

5.50) нажимаем кнопку OK. В результате в закладке Proj вертикальной панели главного окна программы Microwave Office записываются параметры оптимизации (рис. 5.51).

Рисунок 5.51 – Результат установки первой и второй целей оптимизации Для изменения цели оптимизации в нижней части главного окна программы Microwave Office активизируем закладку Proj. Далее, щелкните правой кнопкой мыши + Optimizer Goas Schematic 1:Im(Z[1,1])=0 [w=0.1,Range=9e+008..9.1e+008] и выберите Edit Goal Properties…(рис. 5.52).

Рисунок 5.52 – Подготовка программы для изменения цели оптимизации В результате открывается диалоговое окно Modify Optimization Goal (рис.

5.53), которое предназначено для изменения цели оптимизации.

Рисунок 5.53 – Диалоговое окно для изменения цели оптимизации Шаг 4. Оптимизация схемы В меню Simulate выберите команду Optimize (рис. 5.54) и нажмите на клавишу мыши. В открывшемся одноименном диалоговом окне Optimize установите флажок Show All Iterations (показать все итерации) и выберите любой из методов оптимизации в раскрывающемся списке Optimization Methods (рис. 5.55).

Рисунок 5.54 – Подготовка к открытию окна оптимизации Рисунок 5.55 – Диалоговое окно до выполнения Оптимизации Из списка методов оптимизации выбираем Pointer – Robust Optimization и задаемся максимальным количеством итераций 5000 в окне Maximum Iterations.

Для начала процесса оптимизации необходимо нажать кнопку Start (пуск).

За оптимизационным процессом можно наблюдать в окнах Relative Goal Cost (относительная целевая оценка) и Cost History (хронология оценки), а также на построенных ранее графиках (Graph4-Graph 6). В соответствии с количеством целей оптимизации в окне Relative Goal Cost представлено две диаграммы, дающие оценку близости оптимизируемой действительной и мнимой частей входного сопротивления цепи согласования к цели.

По окончании процесса оптимизации диалоговое окно Optimize представлено на рис. 5.56.

Рисунок 5.56 – Общий вид диалогового окна по окончании процесса оптимизации Результаты оптимизации представлены также на рис. 5.57–5.59.

Рисунок 5.57 – Диаграмма Смита оптимального вибратора с цепями согласования Рисунок 5.58 – Результат оптимизации действительной части входного сопротивления схемы цепи согласования Рисунок 5.59 – Результат оптимизации мнимой части входного сопротивления схемы цепи согласования Результатом проведенной оптимизации является схема цепи согласования, представленная на рис. 5.60.

Рисунок 5.60 – Оптимальный симметричный микрополосковый вибратора с цепями согласования Рисунок 5.61 – Параметры оптимального микрополоскового вибратора с цепями согласования Шаг 5: Пояснительная записка Создайте пояснительную записку к этому проекту. Вызовите текстовый редактор Design Notes, два раза щелкнув на нем. В появившемся окне напишите, например, «Оптимизация микрополоскового симметричного вибратора с цепями согласования».

Рисунок 5.62 – Пояснительная записка к проекту Шаг 6: Сохранение всего проекта Для сохранения всего Проекта на диске, из меню File (файл) выберите Save (сохранить) или Save As (сохранить как).

6 Возбудители радиопередатчиков Возбудитель современного радиопередатчика состоит в общем случае из синтезатора частот и формирователя видов работ, который необходим для модуляции первичных колебаний информационным сигналом [3, 11].

Синтезатор частот предназначен для формирования дискретного множества стабильных частот из одной или нескольких опорных частот.

На ранней стадии развития техники синтеза частот (синтезаторов частот) для каждой рабочей частоты использовался кварцевый резонатор. Такие синтезаторы частот известны под названием «кварц-волна».

Быстрое развитие техники связи привело к необходимости значительного увеличения числа рабочих каналов. Это, в свою очередь, привело к значительному удорожанию и понижению надежности синтезаторов, построенных по методу «кварц-волна».

Структурные схемы современных синтезаторов частот во многом определяются требованиями к техническим характеристикам возбудителей радиопередатчиков [11].

6.1 Технические характеристики возбудителей радиопередатчиков К основным техническим характеристикам возбудителя относятся:

диапазон рабочих частот;

допустимая нестабильность частоты;

шаг сетки частот;

виды работ;

требуемое подавление побочных составляющих;

быстродействие;

спектральные характеристики выходного сигнала.

Рассмотрим каждую из этих характеристик.

Диапазон рабочих частот возбудителя характеризуется нижней f (минимальной) и верхней f (максимальной) частотами и иногда f коэффициентом перекрытия по частоте k f f.

Допустимая нестабильность частоты возбудителя характеризуется f нестабильности.

величиной абсолютной f или относительной f Для современных возбудителей величина относительной нестабильности частоты лежит в пределах от 10 5 до 10 9. Такую нестабильность частоты могут обеспечить только эталонные генераторы с высокодобротным и высокостабильным резонатором, например, с кварцевым. Поэтому в настоящее время все возбудители, включая диапазонные, строятся с кварцевой стабилизацией частоты. В наиболее ответственных случаях роль эталонных генераторов играют квантовые стандарты частоты, нестабильность которых не хуже 10 10... 10 13.

Шаг сетки частот - минимальный частотный интервал между соседними номинальными поочередно получаемыми значениями частоты на выходе возбудителя. Он выбирается исходя из области применения возбудителей радиопередатчиков. В телекоммуникационных системах шаг выбирается, исходя из выделенного диапазона рабочих частот с учетом полосы частот, занимаемой при передаче информации.

Виды работы также определяются областью применения возбудителей радиопередатчиков.

Подавление дискретных побочных составляющих оценивается отношением мощности побочного колебания к мощности рабочего колебания P.

D 10 log P По действующим нормам величина D должна быть меньше (-40) + (-70) дБ, а в отдельных случаях даже меньше (-100) дБ.

Быстродействие оценивается временем перехода с одной рабочей частоты на другую. Для оценки времени переходного процесса необходимо задаться критерием его окончания.

Спектральные характеристики выходного сигнала возбудителя.

Основной спектральной характеристикой выходного сигнала является спектральная плотность мощности флуктуации фазы S f одной боковой полосы шумов в полосе частот 1 Гц.

Здесь f - отстройка по частоте от несущей, обычно дается в пределах от до 107 Гц.

Для оценки спектральных свойств выходного сигнала используется также спектральная плотность мощности флуктуации частоты f 2S f.

Sf f Интенсивность фазовых флуктуаций в полосе рабочих частот оценивается дисперсией флуктуации фазы f f df, S f где f, f - нижнее и верхнее значения полосы рабочих частот информационного сигнала.

Интенсивность отклонения частоты характеризуется дисперсией флуктуации частоты Часто спектральные свойства выходного сигнала возбудителя оцениваются величиной паразитного отклонения фазы (ПОФ) и частоты (ПОЧ), или среднеквадратическим значением отклонения фазы и частоты 2, f.

f Такие технические характеристики, как условия эксплуатации, массогабаритные показатели, надежность, энергопотребление не являются специфическими для возбудителей. Однако они также учитываются при выборе метода формирования и стабилизации сетки частот.

6.2 Методы формирования и стабилизации сетки частот Перейдем к анализу методов построения структурных схем синтезаторов частот. Следует подчеркнуть, что для удовлетворения возросших требований к синтезаторам частот было разработано целое семейство новых методов, получивших название методов когерентного синтеза частот. Как следует из самого названия, эти методы обеспечивают получение многих частот из единой опорной частоты, обладающей требуемой стабильностью.

Несмотря на большое разнообразие методов когерентного синтеза частот, их можно разбить на две группы:

методы прямого синтеза;

методы косвенного синтеза.

В синтезаторах частот, построенных на основе методов прямого синтеза, выходные колебания получаются с помощью операций сложения, вычитания, умножения, деления эталонной опорной частоты. Отличительной особенностью таких синтезаторов является наличие большого числа преобразователей частот и фильтрующих устройств. Это, с одной стороны, приводит к значительным трудностям в получении заданной спектральной чистоты выходных колебаний, а с другой стороны, затрудняет микроминиатюризацию.

Методы косвенного синтеза основаны на сравнении выходной частоты с опорной частотой и последующей подстройкой выходной частоты по сигналу ошибки при помощи одного или нескольких контуров управления [11].

Отличительная особенность таких синтезаторов – наличие различных модификаций систем фазовой синхронизации (СФС). В этих устройствах удается исключить большое число высокочастотных фильтрующих устройств, что позволяет значительно снизить объем и массу аппаратуры при одновременном повышении надежности и технологичности производства.

6.2.1 Методы прямого синтеза Существует четыре основных метода прямого синтеза частот:

синтез методом гармоник;

синтез методом гармоник в сочетании с методом двойного преобразования частоты;

синтез методом идентичных декад;

синтез методом прямого преобразования.

Синтез методом гармоник Этот метод синтеза состоит из двух основных этапов: во-первых, генерации колебания с высоким содержанием гармоник, основная частота которого равна шагу сетки выходных частот;

во-вторых, выделения колебания нужной гармоники. На рис. 6.1. представлен синтезатор частот, построенный по этому методу.

Рисунок 6.1 – Синтезатор частот, построенный по методу гармоник Из колебаний опорного эталонного генератора (ЭГ) с помощью генератора гармоник (ГГ) формируются короткие импульсы. Спектр этих импульсов богат гармониками. С помощью узкополосного перестраиваемого полосового фильтра (ПФ) из спектра импульсов выделяется сигнал требуемой частоты.

Метод нашел ограниченное применение из-за трудности технической реализации узкополосного перестраиваемого многозвенного полосового фильтра.

Синтез методом гармоник в сочетании с методом двойного преобразования частоты Рассматриваемый метод синтеза поясняется на рис. 6.2.

Рисунок 6.2 – Синтезатор частот, построенный по методу гармоник в сочетании с методом двойного преобразования частоты Импульсная последовательность с выхода ГГ подается на сигнальный вход смесителя (СМ). В качестве гетеродина используется перестраиваемый по частоте генератор (ПГ). Полосовой фильтр на выходе смесителя обеспечивает выделение колебаний разностной частоты и необходимое подавление нежелательных комбинационных составляющих. После фильтрации выделенная гармоника снова транспонируется в свое первоначальное значение.

Транспонирование входных колебаний в область более низких частот позволяет многократно увеличить относительный разнос по частоте между соседними гармониками, что существенно облегчает задачу фильтрации. Полосовой фильтр, осуществляющий подавление нежелательных колебаний, работает на одной частоте. Двойное преобразование частоты устраняет влияние параметров перестраиваемого генератора на стабильность и точность установки частоты выходного колебания.

Синтез методом идентичных декад Принцип построения синтезаторов частот на основе этого метода поясняет схема на рис.6.3, состоящая из последовательного соединения смесителей и делителей частоты на 10 и генератора гармоник, выдающего набор любых десяти гармоник опорной частоты f 0.

Рисунок 6.3 – Синтезатор частот на основе метода идентичных декад Вспомогательная частота f1 и гармоника af0 опорной частоты складываются в смесителе СМ1, сумма их делится на 10. Далее полученная частота складывается в смесителе СМ2 с другой гармоникой bf0, их сумма вновь делится на 10. Процесс сложения и деления может повторяться несколько раз в зависимости от требуемого шага сетки частот при данной опорной частоте.

Выходная частота в рассматриваемой схеме определяется следующим соотношением bf 0 af 0 f f cf 10 100 f шаг сетки частот.

Коэффициенты могут принимать любые десять знечений от n до a, b, c n 9. Причем при изменении c (при опорной частоте равной, например, мГц) частота меняется ступенями в 1 мГц, npи изменении b - ступенями кГц, при изменении a - 10 кГц. Для уменьшения шага нужно поставить еще одну цепочку делитель – смеситель.

Синтез методом прямого преобразования В тех случаях, когда необходимо сформировать относительно небольшое число выходных частот, принято пользоваться либо методом гармоник, либо методом прямого преобразования. Метод прямого преобразования предпочтителен в тех случаях, когда требуется одновременное присутствие на выходе устройства колебаний всех выходных частот. Meтод широко используется в синтезаторах для преобразования вспомогательных опорных частот.

Основными узлами, входящими в состав устройства, в котором используется метод преобразования частоты, являются умножители и делители частоты, смесители и источник опорных колебаний.

Пример такой схемы приведен на рис.6.4. Для простоты на этом рисунке не показаны фильтры.

Приведенные на рис.6.4. частоты могут быть получены и множеством других способов, в частности, использующих меньшее число базовых блоков.

Недостатком этого метода является высокий уровень побочных составляющих в спектре выходных колебаний.

Рисунок 6.4 – Синтезатор частот на основе метода прямого преобразования Перейдем к рассмотрению второй группы синтезаторов частот, построенных по методу косвенного синтеза.

6.2.2 Методы косвенного синтеза частот Структурные схемы синтезаторов частот, построенных с помощью методов косвенного синтеза, разнообразны. По принципу построения синтезаторов частот можно выделить два основных метода косвенного синтеза:

метод на основе однопетлевой СФС;

метод синтеза на основе многопетлевых СФС, содержащих два, три и более контуров регулирования.

Для углубленного понимания методов косвенного синтеза частот дадим определения режимам работы СФС (рис.6.5), рассмотрим физическую сущность процессов, протекающих в простейшей системе фазовой синхронизации.

Сигналы частот эталонного и подстраиваемого генераторов поступают на фазовый детектор (ФД), выходное напряжение которого определяется разностью фаз напряжений, действующих на его входах. Напряжение ФД через фильтр нижних частот (ФНЧ) воздействует на управляющий элемент (УЭ) (например, варикап), который изменяет частоту ПГ, приближая ее к частоте ЭГ.

Рисунок 6.5 – Структурная схема СФС В установившемся режиме синхронизма частота сигнала подстраиваемого генератора равна частоте эталонного сигнала, а разность фаз этих сигналов постоянна. Следовательно, постоянным оказывается и напряжение на выходе фазового детектора. Это напряжение, попадая через ФНЧ на УЭ, вызывает постоянное смещение частоты подстраиваемого генератора от ее начального значения до частоты эталонного генератора. Фильтр нижних частот применяется для устранения нежелательных составляющих спектра выходного сигнала фазового детектора и обеспечения устойчивой работы системы ФАПЧ.

В такой системе возможны различные режимы работы:

режим удержания (синхронизма) - режим, при котором частоты эталонного и подстраиваемого генераторов равны, а медленные изменения параметров ПГ или ЭГ, определяющих их частоты, компенсируются действием автоподстройки;

режим биений (асинхронный режим) - режим, при котором среднее значение разности частот ЭГ и ПГ не равно нулю;

режим захвата - режим, при котором с течением времени система переходит из режима биений в режим удержания.

Ознакомившись с основными режимами в СФС, рассмотрим физическую сущность процессов в системе.

Физическая сущность процессов в СФС Чтобы уяснять физическую сущность процессов, протекающих в простейшей системе фазовой синхронизации, дадим качественную оценку возникающих в ней явлений [11]. В дальнейшем это послужит основой для изучения захвата и удержания, переходных процессов и т. п. в более сложных системах.

В режиме удержания СФС должна следить за разностью частот эталонного и подстраиваемого генераторов, поддерживая ее равной нулю.

Предположим, что в первый момент частоты генераторов равны. В этом случае установится стационарная разность фаз и, следовательно, напряжение на выходе фазового детектора будет равно нулю.

Изменение частоты эталонного или подстраиваемого генератора вызовет расхождения их фаз. В результате на выходе фазового детектора появится напряжение такого знака и величины, которые необходимы для компенсации возникшей расстройки. При дальнейшем увеличении расстройки это напряжение будет возрастать.

Поскольку максимальное значение выходного напряжения фазового детектора ограничено величиной U, наступит момент, когда расстройка, вносимая управляющим элементом, окажется недостаточной для полной компенсации расхождения частот генераторов и синхронизм нарушится. Такая картина наблюдается в СФС только при очень медленном изменении расстройки между генераторами. При изменении знака расстройки процесс протекает аналогично, но напряжение на выходе фазового детектора изменяет свой знак.

В режиме биений разность фаз эталонного и подстраиваемого генераторов непрерывно возрастает, и напряжение на выходе фазового детектора периодически изменяется. Воздействуя на управляющий элемент, это напряжение изменяет частоту подстраиваемого генератора, а, следовательно, и частоту биений, являющихся разностью частот эталонного и подстраиваемого генераторов. В зависимости от знака мгновенного напряжения на выходе фазового детектора частота биений или повышается или понижается. В дальнейшем будем называть мгновенное напряжение на выходе фазового детектора отрицательным, если оно увеличивает разность частот генераторов, и наоборот, положительным, если оно сокращает эту разность.

Во время положительной полуволны указанного напряжения скорость его изменения (т. е. частота) оказывается пониженной, а во время отрицательной – повышенной. Это приводит к тому, что длительность положительного полупериода превышает длительность отрицательного. С уменьшением начальной расстройки минимальная мгновенная разность частот генераторов становится все меньше и меньше. Длительность положительной полуволны выходного напряжения фазового детектора все больше превышает длительность отрицательной полуволны. Полный период биений увеличивается.

Рисунок 6.6 – Формы нормированного напряжения на выходе фазового детектора СФС при различных значениях начальной расстройки На рис. 6.6 построено семейство кривых, каждая из которых соответствует определенному, значению относительной начальной расстройки.

Здесь - начальная расстройка по частоте эталонного и подстраиваемого генераторов;

- полоса удержания СФС;

t - текущее время.

Как видно из рисунка, выходное напряжение фазового детектора в режиме биений содержит постоянную составляющую, причм тем большую, чем меньше начальная расстройка. Наличие положительной постоянной составляющей уменьшает среднее значение разности частот подстраиваемого и эталонного генераторов по сравнению с, т. е. приводит к частичному увлечению частоты подстраиваемого генератора.

Если приближается к, длительность положительной полуволны напряжения на выходе фазового детектора стремится к бесконечности, а длительность отрицательной полуволны - к величине Отношение.

длительности отрицательной полуволны к периоду стремится к нулю.

Если, то при любой фазе включения режим биений становится апериодическим и наступает захват. Таким образом, процесс захвата в СФС определяется изменением формы переменного выходного напряжения фазового детектора в результате синхронной модуляции биений по частоте.

Итак, на основании изложенного можно придти к положению о том, что в СФС первого порядка полоса захвата равна полосе удержания. Наличие фильтра нижних частот уменьшает амплитуду переменного напряжения на выходе фазового детектора, уменьшая тем самым постоянную составляющую напряжения на входе управляющего элемента подстраиваемого генератора и, соответственно, полосу захвата в системе. Таким образом, полоса захвата в СФС с фильтром меньше полосы удержания.

Перейдем к рассмотрению схем синтезаторов частот, построенных с помощью методов косвенного синтеза.

Существует пять основных типов контуров управления СФС, на комбинациях которых строятся сложные схемы синтезаторов частот:

контур управления на гармониках эталонного генератора;

контур управления с делителем частоты;

контур сложения;


контур сложения с делителем частоты;

контур, построенный по декадной схеме.

Контур управления СФС на гармониках эталонного генератора Из колебаний ЭГ в генераторе гармоник ГГ (рис.6.7.) создаются гармоники стабильной опорной частоты f 0. Колебания с подстраиваемого генератора ПГ сравниваются по фазе в фазовом детекторе ФД с колебаниями одной из гармоник. Сигнал ошибки, пройдя через фильтр нижних частот ФНЧ, так изменяет частоту ПГ f, что она становится равной, f nf0, где n - номер гармоники. Выбирая разные гармоники, получаем сетку стабильных частот.

Рисунок 6.7 – Контур управления на гармониках эталонного генератора Чтобы не происходило ложного захвата на n 1 или n 1 гармониках, ПГ предварительно грубо настраивается на частоту нужной гармоники. Точная подстройка осуществляется автоматически контуром ФАПЧ.

Контур управления СФС с делителем частоты Колебания ПГ поступают на делитель частоты с переменным f коэффициентом деления ДПКД. Колебания частоты сравниваются в N ФД с колебаниями опорного сигнала. Под действием сигнала ошибки в режиме захвата Рисунок 6.8 – Контур управления СФС с делителем частоты устанавливается равенство f Nf 0. При изменении коэффициента деления N изменяется частота ПГ с шагом, равным опорной частоте эталонного генератора.

Контур сложения Кроме обычных элементов ПГ, ФНЧ, ФД контур СФС содержит смеситель СМ и дополнительный фильтр Ф. В режиме синхронизма частота выходных колебаний равна сумме опорных частот, подаваемых на СМ f1 и ФД f 2.

Если одно из опорных колебаний представляет собой мелкую сетку частот, а второе - крупную, то контур сложения позволяет сформировать мелкую сетку в широком диапазоне частот.

Рисунок 6.9 – Контур сложения Контур сложения с делителем частоты Схема СФС (рис. 6.10) отличается от контура с делителем (рис.1.8) наличием СМ.

Рисунок 6.10 – Контур сложения с делителем частоты В СМ выделяется разностная частота f f1, на которой может работать ДПКД. В режиме синхронизма выходная частота ПГ равна f f1 Nf 0. При изменении коэффициента деления получается сетка частот с шагом f 0 в диапазоне изменения частоты f1. Наличие смесителя позволяет повысить выходную частоту контура регулирования.

Контур СФС, построенный по декадной схеме Каждая декада контура состоит из делителя на 10 и кольца сложения Вспомогательная частота и гармоника af0 опорной частоты f складываются в первом кольце СФС, сумма их делится на 10. Далее полученная частота складывается во втором кольце СФС с другой гармоникой bf0, их сумма вновь делится на 10. Процесс сложения и деления может повторяться несколько раз в зависимости от требуемого дискрета при данной опорной частоте.

Выходная частота в рассматриваемой схеме определяется следующим соотношением af0 f f bf 10 Рисунок 6.11 – Контур, построенный по декадной схеме Количество колец регулирования в значительной степени определяется требованиями к техническим характеристикам синтезаторов частот.

6.3 Фазовые шумы в синтезаторах частот Любое электрическое колебание, полученное с помощью известных современной науке методов, содержит составляющие фазовой (или частотной) модуляции случайного характера. Спектр шумов часто видоизменяется при прохождении колебания через электронные схемы. В этом разделе рассмотрим виды фазовых шумов и приведем оценку уровней мощности и спектрального состава фазовых шумов различных устройств, используемых для синтеза частот.

6.3.1 Стабильность источников колебаний опорных частот Существуют различные способы описания стабильности частоты. Здесь будем пользоваться двумя определениями стабильности (одно из них дано в масштабе частоты, второе - в масштабе времени) [11].

Рассмотрим источник колебания, мгновенное значение выходного напряжения которого может быть представлено выражением t, ut U0 A t sin 0t где U 0 и 0 номинальные значения амплитуды и частоты колебания соответственно;

A t, t - амплитудные и фазовые шумы источника колебаний высокой частоты.

Типичное спектральное распределение представлено на рис.6.12.

Рисунок 6.12 – Спектр шумов колебаний высокой частоты Обычно одновременно наблюдаются амплитудные и фазовые шумы [ A t и t соответственно], чем и объясняется асимметрия огибающей спектра. Если d предположить, что в любой момент времени A t и производная 1, dt то можно ограничиться рассмотрением только фазовых шумов (рис.6.13).

Рисунок 6.13 – Спектр фазовых шумов источника стабильной частоты Огибающую спектра фазовых шумов источника стабильной частоты можно разбить на множество узких полос шириной B (ширина полосы измеряемых частот), отстоящих от несущей частоты на величину f m, и рассматривать энергию, заключенную в полосе частот B. Предполагается, что B много меньше f m, так что огибающая шумов в полосе B - плоская, хотя в окрестности f m она может описываться функцией любого вида, например 1 f.

Это эквивалентно представлению непрерывного спектра шумов в виде суммы множества боковых полос колебаний симметрично расположенных относительно несущей частоты, так что суммирование мощностей или квадратов среднеквадратичных значений напряжений приводит к исходному значению полной средней мощности реального спектра шумов. Подобная аналогия основана на предположении, что в спектре шумов мощность амплитудных шумов пренебрежимо мала по сравнению с мощностью фазовых шумов.

Шумовые свойства источников колебаний принято оценивать по величине отношения спектральной плотности измеренной мощности одной боковой полосы шумов S f m в полосе частот шириной 1Гц к полной мощности колебания S 0 [11] S fm.

fm 10lg B S0 Если эквивалентное отношение мощности одной боковой полосы к полной мощности колебания f m B измерялось в полосе частот B, отличной от Гц, то пересчет можно осуществить по уравнению fm fm 10lg B B 1 B Обычно относительную спектральную плотность мощности в полосе 1 гц обозначают следующим образом fm fm B В некоторых случаях применения источников колебаний опорных частот в радиолокационных и связных системах необходимо измерять фазовые шумы в непосредственной близости от несущей частоты. Методы измерения fm в масштабе частоты не дают требуемую точность при расстройках от несущей частоты, меньших 10 Гц, поскольку ширина полосы пропускания современных анализаторов спектра не меньше 10 Гц. Для удовлетворения таких требований разработаны специальные методы измерения фазовых шумов [11].

6.3.2 Виды фазовых шумов Шумы возникают в различных элементах устройств – в резисторах, конденсаторах, диодах и транзисторах. Рассмотрим основные виды фазовых шумов в синтезаторах частот.

Шумы дробового эффекта. В активных элементах устройств протекание тока является процессом переноса отдельных электронов, движущихся как заряженные частицы. Флуктуации тока через элемент связаны с изменениями во времени числа электронов, проходящих через поперечное сечение полупроводникового прибора.

Шумы дробового эффекта характеризуются гауссовским распределением амплитуды, поскольку вызваны очень большим числом независимых составляющих.

Тепловые шумы. На проводниках возникает переменное напряжение, вызванное беспорядочным тепловым движением свободных электронов в объеме проводника. Тепловые шумы также описываются гауссовским распределением амплитуды. В отличие от спектра шумов дробового эффекта, спектр этих шумов не зависит от частоты.

Шумы фликкер-эффекта. Шумы этого вида связаны с контактными и поверхностными неоднородностями в полупроводниках и вызваны флуктуациями проводимости среды, через которую протекает ток.

В отличие от шумов дробового эффекта и тепловых, низкочастотные шумы фликкер-эффекта не считаются неустранимыми и могут быть снижены соответствующей технологией обработки поверхности полупроводниковых приборов.

6.3.3 Фазовые шумы генераторов Спектр фазовых шумов генератора может быть представлен в виде, изображенном на рис. 6.14.

Рисунок 6.14 – Аппроксимация спектра фазовых шумов генератора На рис.6.14 введены следующие обозначения: S f m плотность спектра мощности фазовых шумов, выраженная в радианах в квадрате на герц ширины полосы частот;

f m - частота анализа, равная расстройке от несущей частоты в герцах;

f1, f 2 - частоты сопряжения огибающей спектра;

f - расстройка от несущей частоты, при которой наклон огибающей спектра уменьшается с дБ/дек до 20 дБ/дек. На частотах анализа меньше f преобладают низкочастотные шумы фликкер-эффекта. Фазовые шумы в этой части графика подчиняются закону вида 1 3. На частотах анализа выше f преобладают f шумы дробового эффекта и тепловые шумы.

В качестве примера приведем значения f [Гц] для различных типов генераторов:

1. Кварцевый генератор на 5 МГц.................... 2. Генератор ОВЧ диапазона.............................. 3. СВЧ генератор с электронной перестройкой 4. Генератор Ганна трехсантиметрового диапазона 3 5. Генератор на клистроне.............................. 3 6. Водородный мазер.......................................... На рис.6.15 представлен экспериментальный график распределения фазовых шумов генератора диапазона ОВЧ в децибелах относительно S 0 1 ;

Рисунок 6.15 – Спектр фазовых шумов генератора ОВЧ диапазона Здесь следует отметить, что спектральные характеристики генераторов приводятся предприятиями разработчиками в каталогах на выпускаемую продукцию. В каждом конкретном случае при проектировании необходимо пользоваться либо справочными данными, либо результатами экспериментальных исследований генераторов.

На распределение фазовых шумов перестраиваемых в диапазоне частот генераторов оказывают существенное влияние шумы реактивных элементов, которые могут повысить уровень шумов генератора на 20…40 дБ. В этой связи при проектировании генераторов стремятся использовать реактивные элементы с высокой добротностью.

6.3.4 Фазовые шумы делителей В данном разделе рассмотрим изменения спектра колебания при прохождении через делитель, включенный между эталонным генератором и фазовым детектором. Структурная схема делителя частоты, нагруженного на активную цепь (АЦ), которая обычно представляет собой буферный усилитель (но может быть и фазовым дискриминатором, смесителем или умножителем частоты), представлена на рис. 5.16.


Рисунок 6.16 – Структурная схема делителя частоты В общем случае уровень шумов, присутствующих на входе делителя частоты, уменьшается в процессе деления частоты в число раз, равное коэффициенту деления N, или на 20lg N дБ.

При больших коэффициентах деления или чрезвычайно низких уровнях фазовых шумов наименьший уровень шумов на выходе устройства определяется низкочастотными шумами типа и коэффициентом шума f активной цепи, являющейся нагрузкой делителя частоты. Рассмотрим для примера метод синтеза частоты, иллюстрируемый рис. 6.17.

Опорная частота 1 МГц делится здесь на 1000. Источником колебания опорной частоты является кварцевый генератор, за которым следует буферный усилитель и узкополосный кварцевый фильтр, причем все эти устройства размещены в термостате. Поскольку 20lg103 60, можно было бы ожидать, что спектр фазовых шумов (кривая 1 на рис.6.17) будет улучшен на 60 дБ, как показано пунктирной линией 2. Этого не произойдет, даже если можно пренебречь собственными шумами делителя частоты.

Предположим, что делитель частоты нагружен на буферный усилитель с коэффициентом шума 4 дБ, предназначенный для использования в качестве устройства с малыми фазовыми шумами фликкер-эффекта. Допустим также, что уровень входной мощности усилителя составляет 0 дБм. Фазовые шумы фликкер-эффекта могут быть приближенно оценены согласно выражению [11] 132 10lg f m.

Известно также [11], что при уровне входной мощности 0 и коэффициенте шума 4 тепловые шумы буферного усилителя, пересчитанные к его входу, составят 174 / 4, т. е 170 /, как показано на рис. 6.17, кривая 3.

Рисунок 6.17 – Анализ фазовых шумов делителя частоты Из этого графика следует, что шумы усилителя значительно превышают шумы источника колебания опорной частоты, которая уменьшена путем деления до значения 1 кГц, и поэтому первые являются в данном случае определяющим фактором.

6.3.5 Методы снижения фазовых шумов Методы снижения уровня фазовых шумов в основном сводятся к оптимизации шумовых характеристик отдельных цепей и проектированию системы, в, которой синтез частоты сопровождается наименьшим возрастанием уровня шумов. Если уровень фазовых шумов на выходе синтезатора превышает заданную норму, то часто единственным выходом из положения является дальнейшая оптимизация цепей или повторное проектирование всей системы. В некоторых случаях, однако, снижение уровня фазовых шумов может быть достигнуто введением кварцевых узкополосных фильтров или петель СФС, устанавливаемых либо на выходе определенных критических устройств, либо непосредственно на выходе синтезатора.

Снижение уровня фазовых шумов источника колебания опорной частоты часто удается достигнуть использованием узкополосных кварцевых фильтров.

Такой метод применим в тех случаях, когда шумы колебания опорной частоты после повышения частоты путем умножения до выходного значения превосходят допустимый уровень, а шумы собственно синтезатора (без учета шумов источника колебания опорной частоты) не являются определяющим фактором.

Правильно установленный в системе кварцевый фильтр снижает уровень фазовых шумов генератора на частотах, лежащих за пределами полосы пропускания фильтра. Шумы вблизи от несущей частоты могут быть подавлены уменьшением полосы пропускания фильтра и размещением фильтра в термостате для исключения температурных изменений частотных характеристик фильтра. Однако применение фильтров с полосами пропускания меньше приблизительно 40 Гц на частоте 5 мГц затрудняется из-за согласования, и поэтому известные в настоящее время способы фильтрации неприменимы для подавления фазовых шумов на частотах анализа ниже примерно 20 Гц. Типичный пример снижения шумов генератора представлен на рис. 6.18.

Рисунок 6.18 – Спектр фазовых шумов стабильного кварцевого генератора Здесь частота генератора равна 1 мГц, а полоса пропускания кварцевого фильтра составляет 40 Гц. В этом частном случае кварцевый фильтр обеспечивает подавление уровня фазовых шумов на 12 дБ на частоте 100 Гц.

Для подавления фазовых шумов на частотах анализа выше 10 кГц успешно используются контура СФС. Контур СФС может рассматриваться как фильтр нижних частот относительно шумов колебания опорной частоты, заменяя спектр шумов этого колебания спектром шумов подстраиваемых генераторов на частотах, лежащих за полосой пропускания петли. Ниже приблизительно кГц уровень шумов подстраиваемых генераторов превышает значения, требуемые обычно для современных синтезаторов, и уменьшение полосы пропускания контура СФС не приводит к подавлению шумов, хотя более узкая полоса пропускания может быть желательна с точки зрения системы в целом.

6.4 Выбор метода синтеза частот Выбор метода синтеза, а отсюда - стоимость, масса, габаритные размеры и потребляемая мощность в значительной степени определяются шестью требованиями: диапазоном выходных частот;

шагом сетки частот;

стабильностью частоты;

уровнем побочных составляющих;

фазовыми шумами и временем переключения. Эта зависимость может быть проиллюстрирована [11] рис. 6.19 – 6.21, где показано, как усложняется система по мере добавления новых или ужесточения существующих требований к ней. На рис.5.19 показана схема одноконтурного синтезатора частот, удовлетворяющая следующим требованиям:

1. Диапазон частот, МГц....................... 220,0– 2. Шаг сетки частот, кГц...................................... 3. Нестабильность частоты,1/сут..................... 10- 4. Степень подавления побочных составляющих, дБ Рисунок 6.19 – Структурная схема одноконтурного синтезатора частот Схема синтезатора на рис.5.19 не имеет ограничений по быстродействию.

При ограничении на время переключения при тех же качественных показателях синтезатора частот схема усложняется (рис.5.20). В данном случае требования следующие:

1.Диапазон частот, МГц..................... 220,0— 2.Шаг сетки частот, кГц....................................... 3.Нестабильность частоты, 1/сут..................... 10- 4.Степень подавления побочных составляющих, дБ 5.Время переключения, мс.................................... Рисунок 6.20 – Структурная схема двухконтурного синтезатора частот При ужесточении требований к шагу сетки частот, стабильности частоты и степени подавления побочных составляющих в спектре выходного колебания синтезатора частот схема значительно усложняется (рис.6.21). Требования в этом случае следующие:

1. Диапазон частот, МГц.................... 220,0— 2. Шаг сетки частот, Гц.................................... 3. Нестабильность частоты, 1/мес................... 10- 4. Степень подавления побочных составляющих, дБ 90;

5. Время переключения, мс.................................... Рисунок 6.21 – Структурная схема многоконтурного синтезатора частот По мере введения все более новых требований к синтезаторам усложняется и сам метод синтеза, который должен обеспечить выполнение этих требований.

В рассмотренных примерах нет ограничений по фазовым шумам выходного колебания, а этот показатель работы синтезатора частот является одним из важнейших при проектировании аппаратуры связи и измерительной техники.

Поэтому в дальнейшем рассмотрим причины возникновения фазовых шумов в синтезаторах частот и методы их снижения.

6.5 Фильтрующие свойства системы фазовой синхронизации При использовании СФС в устройствах синтеза частот к ней предъявляются высокие требования по фильтрации фазовых шумов эталонного и подстраиваемого генераторов [11]. Для оценки фильтрующих свойств системы необходимо иметь аналитические выражения передаточных функций для внешних шумов эталонного генератора и внутренних шумов подстраиваемого генератора. Для решения этой задачи рассмотрим математическую модель СФС.

6.5.1. Математическая модель СФС Уравнение, описывающее работу СФС при воздействии флуктуационных шумов эталонного и подстраиваемого генераторов [11], имеет вид p( ) K ( ) F( ) Здесь p - оператор дифференцирования;

- разность фаз эталонного и подстраиваемого генераторов;

p, p - мгновенные составляющие частот эталонного и подстраиваемого генераторов, обусловленные фазовыми шумами;

p - мгновенная разность частот генераторов;

У UФД МАКС S УЭ - полоса удержания системы ФАПЧ;

UФД МАКС - максимальное напряжение на выходе фазового детектора;

S - крутизна характеристики управляющего элемента;

F ( ) - нормированная характеристика фазового детектора;

K p - передаточная функция фильтра нижних частот;

- начальная расстройка эталонного и подстраиваемого генераторов.

Математическая модель СФС представлена на рис. 6. Рисунок 6.22 – Математическая модель неавтономной СФС Рассмотрим фильтрующую способность СФС в установившемся режиме при действии малых возмущений, когда нелинейностью характеристики, ЭГ ПГ фазового детектора можно пренебречь. Полагаем при этом, что, ЭГ ПГ стационарные случайные процессы, т.е. спектральные плотности мощности фазового шума S, S не зависят от выбора момента времени.

ЭГ ПГ Линеаризованное дифференциальное уравнение вблизи точки устойчивого равновесия имеет вид ) К ( р) p( F( ) 0.

У О ЭГ ПГ Здесь - мгновенное отклонение фазы подстраиваемого генератора от ее стационарного значения О под действием возмущений;

F ( О ) - крутизна характеристики фазового детектора в точке устойчивого равновесия.

Линеаризация математической модели позволяет найти передаточные функции СФС для внешних и внутренних фазовых шумов ( р) ( р) ( р), W ПГ ( р) ( р) ( р), W ПГ ПГ ЭГ ЭГ ПГ где ( ) - мгновенное отклонение фазы подстраиваемого генератора.

В дальнейшем при решении данной задачи воспользуемся правилом составления передаточных функций систем автоматического регулирования с отрицательной обратной связью.

Передаточная функция замкнутой системы равна дроби, числитель которой представляет передаточную функцию части системы в прямом направлении, заключенную между входной и выходной переменными, а знаменатель – передаточную функцию разомкнутой системы, увеличенную на единицу.

Реакция СФС на внешние фазовые шумы эталонного генератора Математическая модель СФС для внешних фазовых шумов эталонного генератора представлена на рис. 6. Рисунок 6.23 – Математическая модель для фазовых шумов ЭГ Воспользовавшись правилом составления передаточных функций и математической моделью (рис. 6.23), запишем передаточную функцию СФС для внешних фазовых шумов F Kp 0 p.

W p 1 F K p p Если в качестве ФНЧ применен пропорционально-интегрирующий фильтр с передаточной функцией 1 m pT, ( ) 1 pT то передаточная функция СФС может быть представлена в следующем виде 1 2 W ( ), 2 T где - коэффициент затухания и постоянная, 0,5m T времени эквивалентного колебательного звена;

T F 0 - собственная постоянная времени СФС;

T - постоянная времени фильтра нижних частот;

m - коэффициент пропорциональности m 1.

Спектральная плотность мощности фазовых шумов на выходе СФС, обусловленная внешними фазовыми шумами эталонного генератора, с учетом ее фильтрующих свойств f W2 f, S f S где S f - спектральная плотность мощности фазовых шумов эталонного генератора;

W f - модуль передаточной функции СФС для внешних фазовых шумов эталонного генератора;

f - отстройка от несущей частоты выходного колебания СФС.

Выражение для квадрата модуля передаточной функции имеет вид 4T 2 W2.

f 22 1 T1 1 T T T Здесь T1,, 2f.

T При T1 T2 T и выражение для квадрата модуля передаточной функции упрощается 4T W2 f 1 T Представленные в данном разделе соотношения позволяют определить степень фильтрации системой фазовой синхронизации шумов источника эталонного сигнала.

Реакция СФС на внутренние фазовые шумы подстраиваемого генератора Математическая модель СФС для внутренних фазовых шумов подстраиваемого генератора представлена на рис. 6.24.

Рисунок 6.24– Математическая модель для фазовых шумов ПГ Воспользовавшись правилом составления передаточных функций и математической моделью (рис. 6.24), запишем передаточную функцию СФС для внешних фазовых шумов.

W p 1 F K p p Если в качестве ФНЧ применен пропорционально-интегрирующий фильтр с передаточной функцией 1 m pT, ( ) 1 pT то передаточная функция СФС для внутренних фазовых шумов подстраиваемого генератора может быть представлена в следующем виде mT 2T p1 p 2 m W ( ) T 2 p 2 2T p Спектральная плотность мощности фазовых шумов на выходе СФС, обусловленная внутренними фазовыми шумами подстраиваемого генератора, с учетом ее фильтрующих свойств f W2 f, S f S где S f - спектральная плотность мощности фазовых шумов подстраиваемого генератора;

W f - модуль передаточной функции СФС для внутренних фазовых шумов подстраиваемого генератора;

f - отстройка от несущей частоты выходного колебания СФС.

Выражение для квадрата модуля передаточной функции имеет вид m 2T T W2.

f 2 1 T1 1 T T T Здесь T1 ;

, 2f.

T При T1 T2 T и выражение для квадрата модуля передаточной функции упрощается m 2T 4 T W2.

f 1 T Представленные в данном разделе соотношения позволяют определить степень фильтрации системой фазовой синхронизации шумов подстраиваемого генератора.

6.5.2 Параметрическая оптимизация СФС по минимуму дисперсии фазового шума выходного колебания Спектральная плотность мощности выходного сигнала СФС определяется следующим выражением f W2 f W S f S f S f S f S f Дисперсия фазовых шумов пропорциональна площади под огибающей энергетического спектра выходного сигнала на интервале между нижней F и верхней F частотами анализа F ( f ) df.

S F Интенсивность фазовых флуктуаций в полосе частот оценивается также величиной паразитного отклонения фазы (ПОФ), или среднеквадратическим значением отклонения фазы F f df.

S F Интервал анализа определяется, как правило, частотным диапазоном информационного сигнала.

Оптимизация СФС по спектральным характеристикам производится исходя из критерия минимума дисперсии фазового шума выходного колебания 2 min.

Изменяя обобщенный параметр T, находим T T, при котором достигается минимальная величина дисперсии min.

Далее определяем оптимальные параметры СФС:

частота сопряжения амплитудно-частотных f 2 T характеристик оптимальной СФС для внешних и внутренних фазовых шумов;

m - оптимальные параметры фильтра нижних частот;

f 4 f - оптимальная полоса удержания СФС.

F m При оптимизации следует учитывать, что исходные энергетические спектры эталонного и подстраиваемого генераторов в каталогах приводятся в относительных единицах.

Для перехода к единицам, имеющим размерность можно воспользоваться следующей формулой 100,1 f.

Sf Здесь f - исходный энергетический спектр в относительных единицах.

Очевидно, что обратный переход к относительным единицам осуществляется по формуле.

f 10 lg S f 6.5.3 Алгоритмы оптимизации контуров управления СФС Общие сведения Наиболее полной спектральной характеристикой выходного колебания СФС устройств синтеза частот является спектральная плотность мощности флуктуации фазы S (f ) одной боковой полосы шумов в полосе частот 1 Гц [ ].

Для оценки спектральных свойств выходного сигнала используется также спектральная плотность мощности флуктуации частоты S f ( f ) f 2S ( f ). (6.1) В синтезаторах частот оценка спектральных свойств выходных колебаний производится часто с помощью спектральной плотности мощности флуктуации фазы на одной или нескольких частотах анализа.

Интенсивность фазовых флуктуаций в полосе частот оценивается величиной паразитного отклонения фазы (ПОФ) и частоты (ПОЧ), или среднеквадратическим значением отклонения фазы и частоты FВ (6.2) S ( f )df, FН FВ (6.3) S f ( f )df, f FН где FН, FВ - нижняя и верхняя частоты анализа.

На практике, как правило, спектральная мощность фазового шума задается безразмерной величиной (6.4) ( f ) 10lg(S ( f ) SO ).

Учитывая, что SO 1, спектральная плотность мощности может быть выражена так рад S ( f ) 100,1 (f) (6.5).

Гц Зависимость (f ) задается в виде графика или таблицы, т.е. исходными данными для расчета ПОФ и ПОЧ является массив числовых значений.

Спектральная плотность мощности фазовых шумов на выходе СФС определяется следующим выражением S вых ( f ) S внеш ( f )W12 ( f ) S внут ( f )W22 ( f ), (6.6) где S внеш (f ) и S внут (f ) - спектральные плотности мощности внешних и внутренних шумов;

W1 ( f ), W2 ( f ) модули передаточных функций СФС для внешних и внутренних фазовых шумов соответственно.

При использовании в кольце СФС в качестве корректирующего звена пропорционально-интегрирующего фильтра квадраты модулей передаточных функций имеют вид 4Т 2 (6.7) W (f), Т1 2 )(1 Т2 2 ) 2 ( Т m 2Т 4 4 2 (6.8) W (f), Т1 2 )(1 Т2 2 ) 2 ( где Т1 Т (6.9) ( 1), Т2 Т (6.10) ( 1), Т Т ФТ С, (6.11) 0,5m ТФ Т С. (6.12) Т Ф - постоянная времени корректирующего звена;

Т С - постоянная времени СФС;

Т1 - постоянная времени первого звена ФНЧ ;

Т 2 - постоянная времени второго звена ФНЧ;

Т - обобщенная постоянная времени СФС.

Для СФС оптимальной по фильтрующим свойствам к внешним и внутренним шумам можно, в соответствии с [ 11 ] положить в ( 6.12) 1.

При этом Т1 Т 2 Т, и выражения для модулей передаточных функций (6.7),(6.8) соответственно упрощаются 4Т 2 ) (1 Т 2 )2, W12 ( f ) (1 2 (6.13) W22 ( f ) ( 4Т 4 m Т 2 ) (1 2Т 2 ).

(6.14) Подставляя формулы (6.13),(6.14) в (6.6), можно получить выражение для оценки спектральных характеристик выходного колебания.

Исходное значение параметра Т при расчетах вычисляется по формуле Т 1 П 1 2 fП, (6.15) - частота пересечения огибающих спектров внешних и внутренних фазовых шумов.

Параметр Т, вычисленный по формуле (6.15) позволяет получить величину 2 близкую к минимальной. Минимизация ПОФ достигается численным методом. Давая для Т (6.11) приращения в виде Т T, определяем Т ОПТ, при котором min.

По найденному значению Т ОПТ можно вычислить оптимальные параметры СФС (6.16) mТ Ф, f C опт m 2Т Ф Т C опт (6.17), 4 f C опт (6.18), У опт / F1( )/m где f C опт 1 2 Т опт - оптимальная частота сопряжения СФС.

При прохождении фазовых шумов через делитель наблюдается их понижение на величину (6.19) 20 lg N1, где N1 - коэффициент деления.

Однако фазовые шумы на выходе делителя не могут быть ниже значения [ 11 ] 170 дБ (6.20) 132 10lg f i где f i - частота анализа в интервале FН FВ.

Алгоритм пересчета фазовых шумов к выходу СФС зависит от вида контура управления. Существует пять основных контуров управления [11], на комбинациях которых строятся схемы синтезаторов частот. В дальнейшем рассмотрим алгоритмы оптимизации спектральных характеристик выходного колебания для каждого из контуров управления, но вначале остановимся на алгоритме расчета спектральных характеристик генераторов СФС.

Алгоритмы расчета ПОФ и ПОЧ генераторов СФС Расчетные соотношения для построения алгоритма приведены ранее.

Структурная схема рассматриваемого алгоритма представлена на рис. 6. Здесь введены следующие обозначения.

А1. Ввод исходных данных.

Частоты анализа фазовых шумов генераторов задаются в виде массива f1 ;

f 2 ;

f 3 ;

;

f n 1 ;

f n в интервале частот FВ, где n - целое положительное число, FН характеризующее количество элементов массива.

Относительная спектральная плотность мощности фазовых шумов генератора, выраженная в размерности [дБ/Гц], задается в виде графика или таблицы, т.е. приводится также к заданию массива значений ( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ).



Pages:     | 1 |   ...   | 2 | 3 || 5 | 6 |   ...   | 7 |
 





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.