авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:     | 1 |   ...   | 3 | 4 || 6 | 7 |

«Министерство связи и массовых коммуникаций Российской Федерации Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования ПОВОЛЖСКИЙ ...»

-- [ Страница 5 ] --

1 2 3 n1 n Рис. 6.25 – Алгоритм расчета ПОФ и ПОЧ генераторов СФС А2. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов S i производится по формуле (6.5), где i = 1,2,3,...,.

S i 100,1 i В результате получаем массив значений S 1 ( f1 ) ;

S 2 ( f 2 ) ;

S 3 ( f 3 ) ;

;

S ( fn 1) ;

S n ( fn ).

n А3. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности флуктуации частоты Sf i производится по формуле (6.1) fi 2 S i ( fi ).

Sf i Получаем массив значений S f 1 ( f1 ) ;

S f 2 ( f 2 ) ;

S f 3 ( f 3 ) ;

;

S f n 1 ( f n 1 ) ;

S f n ( f n ).

А4. Определение паразитного отклонения фазы производится по формуле (6.2). Для оценки ПОФ перейдем в формуле (6.2) от интегрирования к суммированию n S 1 ( f1 ) f1 S 2 ( f 2 ) f 2 S S fi ( fn 1) fn 1, i n i где f i f i 1 f i - интервал дискретизации.

Для определения ПОФ в градусах необходимо осуществить переход от радиан к градусам рад А5. Определение паразитного отклонения частоты производится по формуле (6.3).

Для оценки ПОЧ перейдем в формуле (6.3) от интегрирования к суммированию n S f 1 ( f1 ) f1 S f 2 ( f 2 ) f 2 S f n 1 ( f n 1 ) f n S f i fi.

f i А6. Вывод информации.

Перейдем к рассмотрению алгоритмов оптимизации спектральных характеристик выходного колебания основных контуров управления СФС.

Алгоритм оптимизации контура управления СФС на гармониках эталонного генератора Структура рассматриваемого алгоритма представлена на рис. 6.26.

Здесь введены следующие обозначения.

В1. Ввод исходных данных.

Исходные данные задаются в виде трех массивов:

Рис. 6.26 – Алгоритм оптимизации контура управления СФС на гармониках эталонного генератора f1 ;

f 2 ;

f 3 ;

;

f n 1 ;

f n - частоты анализа выходного колебания СФС;

- относительная спектральная ( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 эг 2 эг 3 эг n 1 эг n эг плотность мощности фазовых шумов эталонного генератора;

- относительная спектральная 1 пг ( f1 ) ;

2 пг ( f 2 ) ;

3 пг ( f 3 ) ;

;

n 1 пг ( f n 1 ) ;

n пг ( f n ) плотность мощности фазовых шумов подстраиваемого генератора.

В2. Определение спектральной плотности мощности фазового шума эталонного генератора на входе фазового детектора 20lg M, i эг i эг где M - номер максимальной рабочей гармоники сигнала эталонного генератора.

В результате получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 эг 2 эг 3 эг n 1 эг n эг В3. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов эталонного генератора на входе фазового детектора согласно (6.5) 100, S i i эг Получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n эг 1 эг 2 эг 3 эг n 1 эг В4. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов подстраиваемого генератора 0,1 i пг S 10.

i пг Получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n пг 1 пг 2 пг 3 пг n 1 пг В5. Определение частоты пересечения ( f п ) огибающих спектров фазовых шумов эталонного и подстраиваемого генераторов на выходе СФС.

При выполнении условия S ( fi ) S ( fi ) i пг i эг fi fп где - положительная малая величина.

В6. Определение обобщенной постоянной времени СФС Т 1 2 fП а также Т1 и Т 2 согласно формул (6.9),(6.10).

В7. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов на выходе СФС согласно (6.3) Т 2 1 i S i вых ( f i ) S i эг ( f i ) Т )(1 Т2 2 ) 2 2 (1 i1 i Т m 2Т 4 4 2 i i S i пг ( f i ).

i Т 1 )( i Т2 ) 2 2 2 (1 В результате вычисления получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n вых 1 вых 2 вых 3 вых n 1 вых В8. Определение паразитного отклонения фазы выходного колебания СФС производится по формуле (6.2).

Заменяя интегрирование суммированием, вычисляем n S fi i вых i Т m 2Т 4 4 2 i i S i пг ( f i ) i Т 1 )( i Т2 ) 2 2 2 (1 В результате вычисления получаем значение при Т 1 2 fП В9. Контроль экстремального значения (проверка на минимум).

В случае переход к В11.

2 min При переход к В10.

2 min В10. Определение новой величины обобщенной постоянной времени СФС Т Т Т переход к В7.

В11. Определение значения Т опт и S i вых ( f i ) при 2 min, т.е. Т Т опт ;

S i вых ( f i ) S i вых ( f i ) В результате вычислений получаем оптимальную постоянную времени СФС Т опт и оптимальный спектр выходных фазовых шумов ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ), 1 вых 2 вых 3 вых n 1 вых n вых при котором обеспечивается минимальная величина дисперсии фазового шума выходного колебания ( 2 min ).

В12. Определение оптимальной частоты сопряжения СФС 1 2 ТОПТ f C ОПТ В13. Определение оптимальных параметров: постоянной времени корректирующего звена mТ Ф (6.16), собственной постоянной времени СФС Т C (6.17), полосы удержания У (6.18).

В14. Определение относительного уровня фазовых шумов выходного колебания СФС согласно уравнению (6.4) ( f i ) 10lg S ( fi ) i вых i вых В результате вычисления получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn ) ;

1 вых 2 вых 3 вых n вых В15. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности флуктуации частоты S f i производится по формуле (6.1) где i 1, 2, 3,, n fi 2 S S f i вых ( f i ) ( fi ), i вых В результате вычислений получим массив значений:

S f 1 вых ( f1 ) ;

S f 2 вых ( f 2 ) ;

S f 3 вых ( f 3 ) ;

;

S f n вых ( f n ).

В16. Определение паразитного отклонения фазы выходного колебания производится по формуле (6.2). Для оценки ПОФ перейдем от интегрирования к суммированию n S ( fi ) fi i вых i ( f2 ) f2 S S ( f1 ) f1 S ( fn 1) fn 1 вых 2 вых n 1 вых где f i - интервал дискретизации.

Для определения ПОФ выходного колебания в градусах необходимо осуществить переход от радиан к градусам согласно равенства рад В17. Определение паразитного отклонения частоты выходного колебания СФС производится по формуле (5.3).

Заменяя интегрирование суммированием, вычисляем n S f i вых ( f i ) f i f i S f 1 вых ( f1 ) f1 S f 2 вых ( f 2 ) f 2 S f n 1 вых ( f n 1 ) f n В18. Вывод информации.

Алгоритм оптимизации контура управления СФС с делителем частоты Структура рассматриваемого алгоритма представлена на рис. 6.27.

Здесь введены следующие обозначения.

С1. Ввод исходных данных.

Исходные данные задаются в следующем виде:

f1 ;

f 2 ;

f 3 ;

;

f n 1 ;

f n - частоты анализа колебания СФС;

( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 эг 2 эг 3 эг n 1 эг n эг - относительная спектральная плотность мощности фазовых шумов эталонного генератора;

( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 пг 2 пг 3 пг n 1 пг n пг - относительная спектральная плотность мощности фазовых шумов подстраиваемого генератора.

Рис. 6.27 – Алгоритм оптимизации контура управления СФС с делителем частоты С2. Определение относительной спектральной плотности мощности фазового шума эталонного генератора, пересчитанной к выходу СФС 20lg N i эг i эг где N - максимальный коэффициент деления ДПКД.

Получим массив значений ( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 эг 2 эг 3 эг n 1 эг n эг С3. Определение абсолютного значения фазовых шумов эталонного генератора, пересчитанных к выходу СФС согласно (6.5) 0,1 i эг S i эг Получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n эг 1 эг 2 эг 3 эг n 1 эг С4. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов подстраиваемого генератора 0,1 i пг S 10.

i пг Получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n пг 1 пг 2 пг 3 пг n 1 пг С5. Определение частоты пересечения ( f п ) огибающих спектров фазовых шумов эталонного и подстраиваемого генераторов на выходе СФС.

При выполнении условия S ( fi ) S ( fi ) i пг i эг fi fп где - положительная малая величина.

С6. Определение обобщенной постоянной времени СФС Т 1 2 fП а также Т1 и Т 2 согласно формул (6.9),(6.10) Т1 Т, Т2 Т 2 ( 1) ( 1).

С7. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов выходного колебания СФС Т 2 1 i S i вых ( f i ) S i эг ( f i ) Т )(1 Т2 2 ) 2 2 (1 i1 i Т 4 4 2 mТ i i S ( fi ) i пг i Т1 )( i Т2 ) 2 2 2 (1 Получаем массив значения ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n вых 1 вых 2 вых 3 вых n 1 вых С8. Определение паразитного отклонения фазы выходного колебания СФС производится по формуле (6.2).

Заменяя интегрирование суммированием, вычисляем n S fi i вых i ( f2 ) f2 S S ( f1 ) f1 S ( fn 1) fn 1 вых 2 вых n 1 вых В результате вычисления получаем значение при Т 1 2 f П С9. Контроль экстремального значения (проверка на минимум) В случае min переход к С11.

2 При переход к С10.

2 min С10. Определение новой величины обобщенной постоянной времени СФС Т Т Т переход к С7.

С11. Определение значения Т опт и S i вых ( f i ).

При 2 min, т.е. Т Т опт ;

S i вых ( f i ) S i вых ( f i ) В результате вычислений получаем оптимальную постоянную времени СФС Т опт и оптимальный спектр фазовых шумов ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ), 1 вых 2 вых 3 вых n 1 вых n вых при котором обеспечивается минимальная величина дисперсии фазового шума выходного колебания ( 2 min ).

С12. Определение оптимальной частоты сопряжения СФС 1 2 ТОПТ f C ОПТ С13. Определение оптимальных параметров: постоянной времени корректирующего звена mТ Ф (6.16), собственной постоянной времени СФС Т C (6.17), полосы удержания (6.18) 4 f C опт N.

У опт /F ( )/m С14. Определение относительного уровня фазовых шумов выходного колебания СФС согласно (6.4) ( f i ) 10lg S ( fi ) i вых i вых В результате вычислений получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn ) 1 вых 2 вых 3 вых n вых С15. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности флуктуации частоты S f i вых производится по формуле где i 1, 2, 3,, n fi 2 S S f i вых ( f i ) ( fi ), i вых В результате вычислений получаем массив значений S f 1 вых ( f1 ) ;

S f 2 вых ( f 2 ) ;

S f 3 вых ( f 3 ) ;

;

S f n вых ( f n ).

С16. Определение паразитного отклонения фазы выходного колебания производится по формуле (6.2). Для оценки ПОФ перейдем от интегрирования к суммированию n S ( fi ) fi i вых i ( f2 ) f2 S S ( f1 ) f1 S ( fn 1) fn 1, 1 вых 2 вых n 1 вых где f i - интервал дискретизации.

Для определения ПОФ выходного колебания в градусах необходимо осуществить переход от радиан к градусам согласно равенства рад С17. Определение паразитного отклонения частоты выходного колебания СФС производится по формуле (6.3).

Заменяя интегрирование суммированием вычисляем n S f i вых ( f i ) f i f i S f 1 вых ( f1 ) f1 S f 2 вых ( f 2 ) f 2 S f n 1 вых ( f n 1 ) f n 1.

С18. Вывод информации.

Алгоритм оптимизации контура сложения СФС Структура рассматриваемого алгоритма представлена на рис. 6.28.

Здесь введены следующие обозначения.

D1. Ввод исходных данных.

Исходные данные задаются в следующем виде:

f1 ;

f 2 ;

f 3 ;

;

f n 1 ;

f n - частоты анализа выходного колебания СФС;

( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 эг 2 эг 3 эг n 1 эг n эг - относительная спектральная плотность мощности фазовых шумов эталонного генератора;

( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 ог 2 ог 3 ог n 1 ог n ог - относительная спектральная плотность мощности фазовых шумов опорного генератора;

( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 пг 2 пг 3 пг n 1 пг n пг - относительная спектральная плотность мощности фазовых шумов подстраиваемого генератора.

D2. Определение абсолютного значения фазовых шумов эталонного генератора 0,1 i эг S i эг Получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n эг 1 эг 2 эг 3 эг n 1 эг Рис. 6.28 – Алгоритм оптимизации контура сложения СФС D3. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов опорного генератора 0,1 i ог S 10, i ог ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n ог 1 ог 2 ог 3 ог n 1 ог D4. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности суммарных внешних фазовых шумов опорного и эталонного генераторов S S S.

i ог i эг i Получаем массив значений S 1 ( f1 ) ;

S 2 ( f 2 ) ;

S 3 ( f 3 ) ;

;

S ( fn 1) ;

S n ( fn ).

n D5. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов подстраиваемого генератора 0,1 i пг S i пг Получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n пг 1 пг 2 пг 3 пг n 1 пг D6. Определение частоты пересечения ( f п ) огибающих спектров внешних фазовых шумов и шумов подстраиваемого генератора S ( fi ) S i ( fi ) i пг fi fп где - положительная малая величина.

D7. Определение обобщенной постоянной времени СФС Т 1 2 fП а также Т1 и согласно (6.9),(6.10) Т D8. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов выходного колебания СФС Т 2 1 i S i вых ( f i ) S i ( fi ) Т )(1 Т2 2 ) 2 2 (1 i1 i Т Т 4 4 2 i i S i пг ( f i ).

i Т1 )( i Т2 ) 2 2 2 (1 Получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n вых 1 вых 2 вых 3 вых n 1 вых D9. Определение паразитного отклонения фазы выходного колебания СФС производится по формуле (6.2).

Заменяя интегрирование суммированием, вычисляем n S fi i вых i ( f2 ) f2 S S ( f1 ) f1 S ( fn 1) fn 1 вых 2 вых n 1 вых В результате вычисления получаем значение при Т 1 2 fП D10. Контроль экстремального значения ( проверка на минимум).

В случае переход к D12.

2 min При переход к D11.

2 min D11. Определение новой величины обобщенной постоянной времени СФС Т Т Т Переход к D8.

D12. Определение значения Т опт и S i вых ( f i ).

При 2 min, т.е. Т Т опт ;

S i вых ( f i ) S i вых ( f i ) В результате вычисления получаем оптимальную постоянную времени СФС Т опт и оптимальный спектр фазовых шумов ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ), 1 вых 2 вых 3 вых n 1 вых n вых при котором обеспечивается минимальная величина дисперсии фазового шума выходного колебания ( 2 min ) D13. Определение оптимальной частоты сопряжения СФС 1 2 ТОПТ f C ОПТ D14. Определение оптимальных параметров: постоянной времени корректирующего звена mТ Ф (6.16), собственной постоянной времени СФС Т C (6.17), полосы удержания (6.18) 4 f C опт.

У опт / F1( )/m D15. Определение относительного уровня фазовых шумов выходного колебания СФС согласно формуле ( f i ) 10lg S ( fi ) i вых i вых В результате вычислений получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn ) 1 вых 2 вых 3 вых n вых D16. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности флуктуаций частоты S f i вых производится по формуле (6.1) где i 1, 2, 3,, n fi 2 S S f i вых ( f i ) ( fi ), i вых В результате вычислений получаем массив значений S f 1 вых ( f1 ) ;

S f 2 вых ( f 2 ) ;

S f 3 вых ( f 3 ) ;

;

S f n вых ( f n ).

D17. Определение паразитного отклонения фазы выходного колебания производится по формуле (6.2). Для оценки ПОФ перейдем от интегрирования к суммированию n S i вых ( f i ) f i i ( f2 ) f2 S S ( f1 ) f1 S ( fn 1) fn 1 вых 2 вых n 1 вых где f i - интервал дискретизации.

Для определения ПОФ выходного колебания в градусах необходимо осуществить переход от радиан к градусам согласно равенства рад D18. Определение паразитного отклонения частоты выходного колебания СФС производится по формуле (6.3).

Заменяя интегрирование суммированием, вычисляем n S f i вых ( f i ) f i f i S f 1 вых ( f1 ) f1 S f 2 вых ( f 2 ) f 2 S f n 1 вых ( f n 1 ) f n D19. Вывод информации.

Алгоритм оптимизации контура сложения СФС с делителем частоты Структурная схема рассматриваемого алгоритма представлена на рис. 6.29.

Здесь введены следующие обозначения:

K1. Ввод исходных данных.

Исходные данные задаются в следующем виде:

f1 ;

f 2 ;

f 3 ;

;

f n 1 ;

f n - частоты анализа выходного колебания СФС;

( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 эг 2 эг 3 эг n 1 эг n эг - относительная спектральная плотность мощности фазовых шумов эталонного генератора;

( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 ог 2 ог 3 ог n 1 ог n ог - относительная спектральная плотность мощности фазовых шумов опорного генератора;

( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 пг 2 пг 3 пг n 1 пг n пг - относительная спектральная плотность мощности фазовых шумов подстраиваемого генератора.

K2. Определение относительной спектральной плотности мощности фазового шума эталонного генератора, приведенного к выходу СФС 20lg N i эг i эг где N - максимальный коэффициент деления ДПКД.

Получим массив значений ( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 эг 2 эг 3 эг n 1 эг n эг Рис. 6.29 – Алгоритм оптимизации контура сложения СФС с делителем частоты K3. Определение абсолютного значения фазового шума эталонного генератора, приведенного к выходу СФС 0,1 i эг S i эг Получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n эг 1 эг 2 эг 3 эг n 1 эг K4. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов опорного генератора 0,1 i ог S i ог K5. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности суммарных внешних фазовых шумов опорного и эталонного генераторов S S S.

i ог i эг i Получаем массив значений S 1 ( f1 ) ;

S 2 ( f 2 ) ;

S 3 ( f 3 ) ;

;

S ( fn 1) ;

S n ( fn ).

n K6. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов подстраиваемого генератора 0,1 i пг S i пг Получаем массив значений K7. Определение ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n пг 1 пг 2 пг 3 пг n 1 пг частоты пересечения ( f п ) огибающих спектров внешних фазовых шумов и шумов подстраиваемого генератора S ( fi ) S i ( fi ) i пг fi fп где - положительная малая величина.

K8. Определение обобщенной постоянной времени СФС Т 1 2 fП а также Т1 и Т 2 согласно (6.9),(6.10) Т1 Т, Т2 Т 2 ( 1) ( 1).

K9. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов выходного колебания СФС Т 2 1 i S ( fi ) S i ( fi ) i вых Т )(1 Т2 2 ) 2 2 (1 i1 i Т Т 4 4 2 i i S i пг ( f i ) i Т1 )( i Т2 ) 2 2 2 (1 Получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n вых 1 вых 2 вых 3 вых n 1 вых K10. Определение паразитного отклонения фазы выходного колебания СФС производится по формуле (6.2).

Заменяя интегрирование суммированием, вычисляем n S fi i вых i ( f2 ) f2 S S ( f1 ) f1 S ( fn 1) fn 1 вых 2 вых n 1 вых В результате вычисления получаем значение при Т 1 2 fП K11. Контроль экстремального значения 2 ( проверка на минимум ).

В случае 2 min переход к K13.

При 2 min переход к K12.

K12. Определение новой величины обобщенной постоянной времени СФС Т Т Т Переход к K9.

K13. Определение значения Т опт иS ( fi ).

i вых При 2 min, т.е. Т Т опт ;

S ( fi ).

( fi ) S i вых i вых В результате вычислений получаем оптимальную постоянную времени СФС Т опт и оптимальный спектр фазовых шумов ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ), 1 вых 2 вых 3 вых n 1 вых n вых при котором обеспечивается минимальная величина дисперсии фазового шума выходного колебания ( 2 min ).

K14. Определение оптимальной частоты сопряжения СФС 1 2 ТОПТ f C ОПТ K15. Определение оптимальных параметров: постоянной времени корректирующего звена mТ Ф (6.16), собственной постоянной времени СФС Т C (6.17), полосы удержания (6.18) 4 f C опт.

У опт /F ( )/m K16. Определение относительного уровня фазовых шумов выходного колебания СФС согласно формуле ( f i ) 10lg S ( fi ) i вых i вых В результате вычислений получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn ) 1 вых 2 вых 3 вых n вых K17. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности флуктуации частоты Sf i вых производится по формуле (6.1) где i 1, 2, 3,, n fi 2 S S f i вых ( f i ) ( fi ), i вых В результате вычислений получаем массив значений S f 1 вых ( f1 ) ;

S f 2 вых ( f 2 ) ;

S f 3 вых ( f 3 ) ;

;

S f n вых ( f n ).

K18. Определение паразитного отклонения фазы выходного колебания производится по формуле (6.2).

Для оценки ПОФ перейдем от интегрирования к суммированию n S ( fi ) fi i вых i ( f2 ) f2 S S ( f1 ) f1 S ( fn 1) fn 1 вых 2 вых n 1 вых где f i - интервал дискретизации.

Для определения ПОФ выходного колебания в градусах необходимо осуществить переход от радиан к градусам согласно равенства.

рад K19. Определение паразитного отклонения частоты выходного колебания СФС производится по формуле (6.3).

Заменяя интегрирование суммированием, вычисляем n S f i вых ( f i ) f i f i S f 1 вых ( f1 ) f1 S f 2 вых ( f 2 ) f 2 S f n 1 вых ( f n 1 ) f n 1.

K20. Вывод информации.

Алгоритм оптимизации контура СФС, построенного по декадной схеме Структурная схема рассматриваемого алгоритма представлена на рис. 6.30.

Здесь введены следующие обозначения.

L1. Ввод исходных данных.

Исходные данные задаются в следующем виде:

f1 ;

f 2 ;

f 3 ;

;

f n 1 ;

f n - частоты анализа выходного колебания СФС;

( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 эг 2 эг 3 эг n 1 эг n эг - относительная спектральная плотность мощности фазовых шумов эталонного генератора;

( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 ог 2 ог 3 ог n 1 ог n ог - относительная спектральная плотность мощности фазовых шумов опорного генератора;

( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 2 3 n1 n - относительная спектральная плотность мощности фазовых шумов делителя с фиксированным коэффициентом деления на 10;

( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 пг 2 пг 3 пг n 1 пг n пг - относительная спектральная плотность мощности фазовых шумов подстраиваемого генератора.

Рис. 6.30 – Алгоритм оптимизации контура СФС, построенного по декадной схеме L2. Определение относительной спектральной плотности мощности фазовых шумов опорного генератора на входе смесителя 20lg M, i ог i ог где M - номер максимальной рабочей гармоники сигнала опорного генератора.

В результате получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn 1) ;

( fn ) 1 ог 2 ог 3 ог n 1 ог n ог L3. Определение относительной спектральной плотности мощности фазовых шумов эталонного генератора, приведенных ко входу фазового детектора 20lg N1, i эг i эг где N1 =10 - коэффициент деления ДФКД или 20.

i эг i эг L4. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов подстраиваемого генератора 0,1 i пг S i пг Получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n пг 1 пг 2 пг 3 пг n 1 пг L5. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов эталонного генератора, приведенных ко входу фазового детектора 0,1 i эг S i эг L6. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов опорного генератора на входе смесителя 0,1 i ог S i ог Получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n ог 1 ог 2 ог 3 ог n 1 ог L7. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов делителя с фиксированным коэффициентом деления на 0,1 i S i Получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n 1 2 3 n L8. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности суммарных внешних фазовых шумов опорного, эталонного генераторов и шумов делителя с фиксированным коэффициентом деления на S' i S S S i эг i ог i Получаем массив значений ( f 2 ) ;

S 3 ( f 3 ) ;

;

S n ( f n ).

S 1 ( f1 ) ;

S L9. Определение частоты пересечения огибающих f П спектров внешних фазовых шумов и шумов подстраиваемого генератора. При выполнении неравенства S ( fi ) S i ( fi ) i пг fi fп где - положительная малая величина.

L10. Определение обобщенной постоянной времени СФС Т 1 2 fП а также Т1 и Т 2 согласно (6.9),(6.10) Т1 Т 1), Т 2 Т 2 ( ( 1).

L11. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности фазовых шумов выходного колебания СФС Т 2 1 i S i вых ( f i ) S i ( fi ) Т )(1 Т2 2 ) 2 2 (1 i1 i Т Т 4 4 2 i i S i пг ( f i ).

i Т1 )( i Т2 ) 2 2 2 (1 Получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ).

n вых 1 вых 2 вых 3 вых n 1 вых L12. Определение паразитного отклонения фазы выходного колебания СФС производится по формуле (6.2).

Заменяя интегрирование суммированием, вычисляем n S fi i вых i ( f2 ) f2 S S ( f1 ) f1 S ( fn 1) fn 1 вых 2 вых n 1 вых В результате вычисления получаем значение при Т 1 2 fП L13. Контроль экстремального значения 2 ( проверка на минимум ).

В случае 2 min переход к L15.

При 2 переход к L14.

min L14. Определение новой величины обобщенной постоянной времени СФС Т Т Т Переход к L11.

L15. Определение значения Т опт и S i вых ( f i ).

При 2 min, т.е. Т Т опт ;

S i вых ( f i ) S i вых ( f i ).

В результате вычислений получаем оптимальную постоянную времени СФС Т опт и оптимальный спектр фазовых шумов ( f 3 ) ;

;

S S ( f1 ) ;

S ( f2 ) ;

S ( fn 1) ;

S ( fn ), 1 вых 2 вых 3 вых n 1 вых n вых при котором обеспечивается минимальная величина дисперсии фазового шума выходного колебания ( 2 min ).

L16. Определение оптимальной частоты сопряжения СФС 1 2 ТОПТ f C ОПТ L17. Определение оптимальных параметров: постоянной времени корректирующего звена mТ Ф (6.16), собственной постоянной времени СФС C (6.17), полосы удержания (6.18) 4 f C опт.

У опт /F ( )/m L18. Определение относительного уровня фазовых шумов выходного колебания СФС согласно формуле ( f i ) 10lg S ( fi ) i вых i вых В результате вычислений получаем массив значений ( f 3 ) ;

;

( f1 ) ;

( f2 ) ;

( fn ) 1 вых 2 вых 3 вых n вых L19. Определение абсолютного значения спектральной плотности мощности флуктуации частоты S f i вых производится по формуле (6.1) где i 1, 2, 3,, n fi 2 S S f i вых ( f i ) ( fi ), i вых В результате вычислений получаем массив значений S f 1 вых ( f1 ) ;

S f 2 вых ( f 2 ) ;

S f 3 вых ( f 3 ) ;

;

S f n вых ( f n ).

L20. Определение паразитного отклонения фазы выходного колебания производится по формуле (6.2). Для оценки ПОФ перейдем от интегрирования к суммированию n S i вых ( f i ) f i i ( f2 ) f2 S S ( f1 ) f1 S ( fn 1) fn 1, 1 вых 2 вых n 1 вых где f i - интервал дискретизации.

Для определения ПОФ выходного колебания в градусах необходимо осуществить переход от радиан к градусам согласно равенства.

рад L21. Определение паразитного отклонения частоты выходного колебания СФС производится по формуле (6.3).

Заменяя интегрирование суммированием, вычисляем n S f i вых ( f i ) f i f i S f 1 вых ( f1 ) f1 S f 2 вых ( f 2 ) f 2 S f n 1 вых ( f n 1 ) f n 1.

L22. Вывод информации.

7 Методы модуляции В технике подвижной радиосвязи методы модуляции играют весьма значимую роль. Помимо своей основной функции преобразования низкочастотного модулирующего сигнала в высокочастотный сигнал с изменяющейся частотой, фазой или амплитудой (с изменяющимися модулируемыми параметрами) процесс модуляции является составной частью общего процесса согласования сигнала с характеристиками канала.

Современные методы многопозиционной модуляции в полном соответствии с теоремой Шеннона могут рассматриваться и как способ кодирования данных сообщения в символы канала.

Специфика выбора тех или иных видов модуляции в системах подвижной радиосвязи обусловлена частотным диапазоном, полосой рабочего канала, характеристиками каналов связи, методом и скоростью передачи сообщений.

Есть ряд особенностей выбора вида модуляции, связанных с условиями распространения радиоволн (многолучевое отражение, селективное затухание, влияние осадков), а также с воздействием помех от индустриальных объектов и других радиосредств.

Дальше будут рассмотрены основные виды и схемы модуляции, находящие применение в системах подвижной радиосвязи [3, 23, 24]. Особо отметим, что для обозначения видов модуляции обычно используют аббревиатуры, для которых существуют латинские и частично русские эквиваленты. Однако, поскольку данный материал во многом базируется на международных стандартах для систем подвижной радиосвязи, а некоторые схемы модуляции пока еще не получили терминологически точных русских названий, во избежание путаницы, будут использованы преимущественно латинские аббревиатуры с русским переводом. Там, где это будет уместно, – русские термины и сокращения.

7.1 Передача цифровых данных Как отмечалось ранее, в процессе модуляции задействованы одна или несколько характеристик несущего сигнала: амплитуда, частота и фаза.

Соответственно, существуют три основные технологии кодирования или модуляции (рис.7.1), выполняющие преобразование цифровых данных в аналоговый сигнал:

амплитудная манипуляция (ASK–Amplitude-Shift Keying), частотная манипуляция (FSK–Frequency-Shift Keying), фазовая манипуляция (PSK– Phase–Shift Keying).

Отметим, что во всех перечисленных случаях результирующий сигнал центрирован на несущей частоте.

Рисунок 7.1 – Виды модуляции а) ASK, б) FSK, в) PSK 7.1.1 Амплитудная манипуляция При амплитудной манипуляции два двоичных значения представляются сигналами несущей частоты с двумя различными амплитудами. Одна из амплитуд, как правило, выбирается равной нулю;

т.е. одно двоичное число представляется наличием несущей частоты при постоянной амплитуде, а другое – ее отсутствием (рис. 7.1а).

Метод амплитудной манипуляции чувствителен к внезапным скачкам напряжения и неэффективен. В телефонных линиях обычно используется только при скоростях до 1200 бит/с. Метод амплитудной манипуляции используется для передачи цифровых данных по оптоволокну. В передатчиках на светодиодах одна сигнальная посылка представляется световым импульсом, тогда как другая– отсутствием света.

В лазерных передатчиках одна из сигнальных посылок представляет собой излучение света с низким уровнем, другая сигнальная посылка – световая волна с более высоким уровнем.

7.1.2 Частотная манипуляция Наиболее распространенной формой данного вида манипуляции является бинарная частотная манипуляция (BFSK), в которой два двоичных числа представляются сигналами двух различных частот (рис. 7.1б).

Бинарная частотная манипуляция менее восприимчива к ошибкам, чем амплитудная манипуляция. BFSK пользуется при скоростях до 1200 бит/с в телефонных линиях, в радиопередатчиках от 3 до 30 МГц, а также на более высоких частотах в сетях, использующих коаксиальный кабель.

Более эффективной, но и более подверженной ошибкам, является многочастотная манипуляция (MFSK), в которой используются в общем случае M частот. В каждой сигнальной посылке MFSK содержится более одного бита информации.

Для согласования скорости передачи данных с входным потоком битов каждая выходная сигнальная посылка передается в течение TS LT секунд, где T – время передачи одного бита, L – число битов на одну сигнальную посылку.

Скорость передачи данных R 1 T.

7.1.3 Фазовая манипуляция В данном виде манипуляции для передачи информации используются фазовые соотношения несущей высокочастотного колебания. В простейшем случае бинарной фазовой манипуляции (BPSK) для представления двух двоичных цифр используются два значения фазы (рис. 7.1в).

Альтернативной формой двухуровневой BPSK является дифференциальная PSK (DPSK), пример которой приведен на рис. 7.2.

В данной системе двоичный ноль представляется сигнальным пакетом, фаза которого совпадает с фазой предыдущего посланного пакета, а двоичная представляется сигнальным пакетом с фазой, противоположной фазе предыдущего пакета. Такая модуляция называется дифференциальной фазовой модуляцией, поскольку сдвиг фаз выполняется относительно предыдущего переданного бита, а не относительно какого-то эталонного сигнала.

Передаваемая информация представляется не сигнальными посылками, а изменениями между последовательными сигнальными посылками.

Рисунок 7.2 – Дифференциальная фазовая манипуляция Если каждой сигнальной посылкой представить более одного бита, то это позволит эффективнее использовать полосу сигнала. Например, в распространенном виде модуляции, известном как квадратурная фазовая манипуляция (quadrature phase-shift keying – QPSK), вместо сдвига фазы на 1800 используются сдвиги фаз, кратные 2 900. Каждая сигнальная посылка при этом представляет не один бит, а два.

На рис. 7.3 представлена схема модуляции QPSK.

Рисунок 7.3 – Модулятор QPSK.

На вход подается со скоростью R последовательный поток информации в виде двоичных цифр.

Далее поток конвертируется в два отдельных потока битов со скоростью R каждый. Полученные два потока называются синфазным I и квадратурным Q. На диаграмме верхний поток модулируется на несущей fc путем умножения потока битов на несущую. Для модуляции нижнего потока используется та же несущая, смещенная на 900. После этого два полученных сигнала складываются и передаются.

На рис. 7.3 также показана разновидность схемы QPSK, именуемая QPSK со сдвигом, или ортогональная QPSK (OQPSK). Отличие заключается в том, что в квадратурный поток вводится задержка, равная времени передачи одного бита.

На рис. 7.4 приведен пример кодирования QPSK. Оба модулированных потока являются сигналами BPSK со скоростью передачи, равной половине скорости передачи исходного потока. Таким образом, скорость передачи символов в полученных сигналах равна половине скорости передачи битов на входе.

Рисунок 7.4 – Примеры сигналов QPSK и OQPSK.

Поскольку OQPSK и QPSK отличаются только задержкой в квадратурном потоке, спектральные характеристики и вероятности ошибок обеих схем совпадают. Из рис.7.4 можно видеть, что в каждый момент времени изменить знак может только один из двух битов в паре сигналов. Следовательно, суммарное изменение фазы никогда не превысит 2 (90 ).

Схема OQPSK обеспечивает лучшую достоверность передачи в канале связи, имеющем существенно нелинейные компоненты. Нелинейность приводит к расширению полосы передачи, что может вызвать интерференцию сигналов данного канала с сигналами соседних каналов. Поскольку контролировать расширение полосы намного легче при незначительных изменениях фазы, схема OQPSK имеет преимущество перед схемой QPSK.

7.1.4 Многоуровневая фазовая манипуляция Описанную схему можно расширить: передавать, например, по три бита в каждый момент времени, используя для этого восемь различных углов сдвига фаз. Такой метод манипуляции в литературе принято называть MPSK – многоуровневая фазовая манипуляция.

При каждом угле можно использовать несколько амплитуд. В стандартном модеме со скоростью 9 600 бит/с, например, использованы 12 углов сдвига фаз, причем при четырех из них используются сигналы двух различных амплитуд.

На последнем примере отлично видна разница между скоростью передачи данных R (биты в секунду) и скоростью модуляции (боды) сигнала.

Предположим, что на вход этой схемы подается цифровой сигнал, кодированный следующим образом;

каждый бит представляется уровнем постоянного напряжения, двоичный нуль – одним, двоичная единица – другим.

Скорость передачи данных равна R 1 Tb. В то же время в каждой сигнальной посылке кодированного сигнала содержится L 4 бит, для чего использованы M 16 различных комбинаций амплитуды и фазы. Следовательно, скорость модуляции равна R 4, поскольку при каждой замене сигнальной посылки передается четыре бита. Значит, скорость передачи сигнала в линии 2400 бод, а скорость передачи данных равна 9600 бит/с. Именно таким способом, используя сложные схемы модуляции, можно достичь высоких скоростей передачи данных по телефонным линиям.

7.1.5 Оценка эффективности различных методов манипуляции При оценке эффективности рассмотренных методов манипуляции представляет интерес ширина полосы модулированного сигнала и вероятность битовых ошибок при различных соотношениях сигнал/шум.

Ширина полосы пропускания BT для схемы ASK равна BT 1 r R, где R – скорость передачи битов, а r 0 r 1 связано с методом фильтрации сигнала для создания полосы пропускания.

Следовательно, ширина полосы непосредственно связана со скоростью передачи битов. Приведенная формула также справедлива и для схемы PSK.

При использовании схемы FSK ширину полосы можно выразить следующим образом:

BT 2 F 1 r R, где F – смещение модулируемой частоты относительно несущей.

При использовании многофазной передачи сигналов MPSK можно добиться значительно более эффективного использования полосы:

1r R, BT L где L – число бит, закодированных в одной сигнальной посылке.

Число различных комбинаций сигнальных посылок определяется из формулы M 2L.

Для оценки уровня ошибок при передаче данных используется параметр, который равен отношению энергии сигнала на 1 бит к плотности мощности шумов на 1 Гц – Eb N o [13].

На рис. 7.5 представлены зависимости вероятности битовой ошибки от параметра Eb N o для различных методов манипуляции.

Очевидно, что по мере увеличения отношения Eb N o скорость появления ошибочных битов падает. Методы DPSK и BPSK дают выигрыш около 3 дБ по сравнению с методами ASK и BFSK.

На рис. 7.6 представлены зависимости вероятности битовой ошибки от параметра Eb N o для многоуровневого метода манипуляции MPSK при различном числе уровней M.

Следует отметить, что по мере увеличения М вероятность ошибки при данном значении Eb N o увеличивается.

Рисунок 7.5 – Вероятность ошибок для различных схем манипуляции: BPSK, DPSK, ASK, BFSK Рисунок 7.6 – Вероятность ошибок для MPSK при различном числе уровней M.

В заключении необходимо подчеркнуть, что эффективность использования полосы при амплитудной и частотной манипуляций равны, а эффективность использования полосы при фазовой манипуляции выше. Значительно лучших результатов можно добиться при использовании многоуровневой передачи сигналов однако, необходимо учитывать проигрыш по MPSK, помехозащищенности (рис. 7.6) при увеличении числа уровней M.

7.1.6 Квадратурная амплитудная модуляция Квадратурная амплитудная модуляция (Quadrature Amplitude Modulation – QAM) является популярным методом передачи сигналов, используемым в некоторых беспроводных стандартах.

Данная схема модуляции совмещает в себе амплитудную и фазовую модуляции. В методе QAM использованы преимущества одновременной передачи двух различных сигналов на одной несущей частоте, но при этом задействованы две копии несущей частоты, сдвинутые относительно друг друга на 900. При квадратурной амплитудной модуляции обе несущие являются амплитудно–модулированными. Итак, два независимых сигнала одновременно передаются через среду. В приемнике эти сигналы демодулируются, а результаты объединяются с целью восстановления исходного двоичного сигнала.

Схема модуляции QAM показана на рис. 7.7. Со скоростью R бит/с на вход поступает поток двоичных цифр. Этот поток разбивается два потока (биты попеременно распределяются по двум отдельным потокам), передаваемых со скоростью R/2 бит/с каждый.

Верхний поток (рис.7.7) модулируется на несущей частоте, с использованием схемы ASK, для чего двоичный поток умножается на несущую. Таким образом, двоичный нуль представляется отсутствием несущей волны, а двоичная единица – наличием несущей волны постоянной амплитуды. Для модулирования нижнего потока та же несущая волна смещается на 900, после чего вновь используется схема ASK. Два модулированных сигнала складываются и передаются вместе.

При использовании двухуровневой амплитудной манипуляции каждый |двух потоков может находиться в одном из двух состояний, а объединенный поток – в одном из 2 2 = 4 состояний. При использовании четырехуровневой манипуляции (т.е. четырех различных уровней амплитуды) объединенный поток будет находиться в одном из 4 4 = 16 состояний. Уже peaлизованы системы, имеющие 64 или даже 256 состояний. Чем больше число состояний, тем выше скорость передачи данных, возможная при определенной ширине полосы.

Рисунок 7.7 – Модулятор QAM Разумеется, как указывалось ранее, чем больше число состояний, тем выше потенциальная частота возникновения ошибок вследствие помех или поглощения.

7.2 Передача аналогового информационного сигнала Рассмотрим основные технологии модуляции с пользованием аналоговых информационных сигналов: амплитудную модуляцию (AM), частотную модуляцию (FM) и фазовую модуляцию (РМ).

7.2.1 Амплитудная модуляция Амплитудная модуляция (AM) представляет собой простейшую форму модуляции, изображенную на рис. 7.8.

Рисунок 7.8 – Амплитудная модуляция При амплитудной модуляции происходит умножение входного сигнала на несущую частоту. Спектр амплитудно-модулированного сигнала состоит из спектра исходного несущего сигнала, верхней и нижней боковых полос (рис.

7.9).

Рисунок 7.9 – Амплитудная модуляция Очевидно, что, вследствие наличия в каждой боковой полосе амплитудно модулированного сигнала S(f) информации о модулирующем сигнале, имеется возможность передавать одну из боковых полос с полным или частичным подавлением несущей частоты.

В частности, при однополосной связи (single sideband – SSB) одна из боковых полос и несущая частота фильтруются. Основными преимуществами такого подхода является меньшая мощность передатчика и экономия частотных ресурсов.

Еще одним вариантом является использование метода передачи двойной боковой полосы с подавлением несущей (double sideband suppressed carrier – DSBSC), при котором несущая частота отфильтровывается, а передаются обе боковые полосы. Этот метод несколько экономит мощность, но использует такую же полосу, как и метод передачи несущей с двойной боковой полосой.

Недостатком методов SSB и DSBSC является полное подавление несущей частоты, что усложняет реализацию демодулятора на приемной стороне.

Альтернативным является метод подавления боковой полосы (VSB – vestigial sideband), при котором используется одна боковая полоса и остаток несущей, обеспечивающий синхронную работу демодулятора.

7.2.2 Угловая модуляция Мгновенное значение тока или напряжения гармонического колебания может быть записано в следующем виде At A sin Здесь A – амплитуда колебания;

– фаза колебания.

Величину принято записывать в виде, t где – частота колебаний, – начальная фаза колебаний.

При частотной и фазовой модуляции (ЧМ и ФМ) в соответствии с мгновенным значением передаваемого сообщения осуществляется изменение (модуляция) частоты или фазы.

Полагаем, что модуляция производится одним тоном с частотой и амплитудой U, получим При частотной модуляции sin t.

K U sin t 0 В случае фазовой модуляции sin t.

K U sin t 0 Здесь обозначено K, K – коэффициенты пропорциональности при ЧМ и ФМ.

Нулевые индексы означают неизменные во времени величины.

Следовательно, при ЧМ максимальное изменение частоты колебаний определяется величиной K U.

При ФМ максимальное отклонение фазы K U.

Частота и фаза связаны между собой соотношениями d, dt dt Эти выражения позволяют установить взаимосвязь изменения фазы при ЧМ и изменения частоты при ФМ.

Так, определим изменение фазы колебаний при ЧМ cos t.

sin tdt cos t Следовательно, максимальное изменение фазы колебаний при ЧМ составит K U.

Найдем изменение частоты колебаний при ФМ d cos t.

sin t cos t dt Максимальное отклонение частоты колебаний при ФМ равно K U.

Из полученных выражений следует, что при ЧМ девиация фазы обратно пропорциональна модулирующей частоте, а при ФМ девиация частоты пропорциональна модулирующей частоте.

На рис. 7.10 показана фазовая и частотная модуляции одним тоном.

Рисунок 7.10 – Фазовая и частотная модуляция одним тоном 8 Передатчики систем связи с подвижными объектами 8.1 Общие сведения о беспроводных системах связи В беспроводных линиях связи передача информации осуществляется на основе распространения электромагнитных колебаний. В табл. 8.1 приведены сведения о диапазонах частот электромагнитных колебаний, используемых в беспроводных и оптических каналах связи.

Чем выше рабочая частота, тем больше емкость (число каналов) системы связи, но тем меньше предельные расстояния, на которых возможна прямая передача между двумя пунктами без ретрансляторов. Первая из причин и порождает тенденцию к освоению новых более высокочастотных диапазонов.

Радиоканалы входят необходимой составной частью в спутниковые и радиорелейные системы связи, применяемые в территориальных сетях, в сотовые системы мобильной связи, они используются в качестве альтернативы кабельным системам в локальных сетях и при объединении сетей отдельных офисов и предприятий в корпоративные сети. Во многих случаях применение радиоканалов оказывается более дешевым решением по сравнению с другими вариантами [2, 3, 23, 24, 30, 31].

Таблица 8.1– Диапазоны частот, используемые в беспроводных каналах связи Диапазон Длины Частот Примене волн, м ы, ГГц ние Дециметр 1..0,1 Сотовые 0,3.. овый радиотел ефоны, ТВ, спутнико вая связь, РК в ЛВС* Сантимет 0,1..0,01 Радиорел 3.. ровый ейные линии, РК в ЛВС, спутнико вая связь Миллиме 0,01..0,00 30..300 РК в ЛВС тровый Инфракра 0,001..7,5 3*102..4 ВОЛС, сный WDМ** *10-7 * Видимый (7,5...4,0) (4,0...7, свет *10-7 )* *) РК в ЛВС - радиоканалы в локальных сетях и системах связи;

**) WDM - мультиплексирование с разделением каналов по длинам волн.

В территориальных сетях на региональном уровне часто используются радиорелейные линии связи (диапазон частот 15...23 ГГц). Связь в пределах прямой видимости, что ограничивает дальность между соседними станциями до 50 км (при условии размещения антенн на строениях типа башен).

Последовательность станций, являющихся ретрансляторами, позволяет передавать информацию на значительные расстояния.

Радиосвязь используется в корпоративных и локальных сетях, если затруднена прокладка других каналов связи. Радиоканал либо служит мостом между подсетями (двухточечное соединение), либо является общей средой передачи данных в ЛВС.

В первом случае (связь двух сетей) имеем двухточечное соединение с направленными антеннами, дальность в пределах прямой видимости (обычно до 15-20 км с расположением антенн на крышах зданий). Мост имеет два адаптера: один для формирования сигналов для радиоканала, другой - для кабельной подсети.

В случае использования радиоканала в качестве общей среды передачи данных в локальной вычислительной сети (ЛВС) сеть называют RadioЕthernet (стандарт IEEE 802.11).

В состав аппаратуры входят приемопередатчики и антенны. Связь осуществляется на частотах от одного до нескольких гигагерц. Расстояния между узлами внутри помещений - несколько десятков метров.

В соответствии со стандартом IEEE 802.11 возможны два способа передачи двоичной информации в ЛВС, оба они имеют целью обеспечить защиту информации от нежелательного доступа.

Первый способ называется методом прямой последовательности (DSSS Direct Sequence Spread Spectrum). В нем вводится избыточность - каждый бит данных представляется последовательностью из 11 элементов ("чипов"). Эта последовательность создается по алгоритму, известному участникам связи, и потому может быть дешифрирована при приеме. Избыточность повышает помехоустойчивость, что позволяет снизить требования к мощности передатчика, а для сохранения высокой скорости нужно расширять полосу пропускания.


Второй способ - метод частотных скачков (FHSS - Frequency Hopping Spread Spectrum). В этом методе полоса пропускания делится на поддиапазоны.

Передатчик периодически (с шагом 20...400 мс) переключается на новый поддиапазон, причем алгоритм изменения частот известен только участникам связи и может изменяться, что и затрудняет несанкционированный доступ к данным.

В варианте использования радиоканалов для связи центрального и периферийного узлов центральный пункт имеет ненаправленную антенну, а терминальные пункты при этом используют направленные антенны.

В условиях высоких уровней электромагнитных помех иногда используют инфракрасные каналы связи. В последнее время их стали применять не только в цехах, но и в офисах, где лучи можно направлять над перегородками помещения.

В оборудование беспроводных каналов связи входят:

1. Сетевые адаптеры и радиомодемы, поставляемые вместе с комнатными антеннами и драйверами. Различаются способами обработки сигналов, характеризуются частотой передачи, пропускной способностью, дальностью связи.

2. Радиомосты используются для объединения между собой кабельных сегментов и отдельных ЛВС в пределах прямой видимости и для организации магистральных каналов в опорных сетях. Радиомосты выполняют ретрансляцию и фильтрацию пакетов.

3. Направленные и ненаправленные антенны, антенные усилители, и вспомогательное оборудование типа кабелей, полосовых фильтров, устройств грозозащиты и т.п.

Системы мобильной связи осуществляют передачу информации между пунктами, один из них или оба являются подвижными. Характерным признаком систем мобильной связи является применение радиоканала. К технологиям мобильной связи относятся пейджинг, сотовая телефония, транкинг, для мобильной связи используются также спутниковые каналы.

Пейджинг - система односторонней связи, при которой передаваемое сообщение поступает на пейджер пользователя, извещая его о необходимости предпринять то или действие, или просто информируя его о тех или иных текущих событиях. Это наиболее дешевый вид мобильной связи.

Сотовые технологии обеспечивают телефонную связь между подвижными абонентами (ячейками). Связь осуществляется через посредство базовых (стационарных) станций, выполняющих коммутирующие функции.

Одна из первых систем сотовой связи NMT-450 появилась в Скандинавии (NMT - Nordic Mobile Telephone). В России она развивается c 1991 г.

NMT-450 - система аналоговая, работающая в частотном диапазоне 453- МГц. Сравнительно низкие частоты обусловливают повышенную дальность прямой связи (несколько десятков километров до подвижного объекта от базовой станции) и потому в России с ее большой территорией эта система получила широкое распространение в районах с невысокой плотностью населения. Однако на этих частотах слабее помехоустойчивость, труднее выполнить защиту от подслушивания и остро ощущается дефицит числа каналов.

Поэтому в городах в настоящее время более распространены цифровые системы сотовой связи, в которых используются различные технологии доступа абонентов. Наибольшее распространение получили технологии CDMA и TDMA.

1. Технология CDMA (Code Division Multiple Access) - выделение для каждого абонента своей кодовой комбинации, которой кодируются символы 1 и 0 передаваемых сообщений. Это широкополосная технология с возможностью одновременной передачи в отведенной полосе частот нескольких сообщений с различными кодами символов.

2. Технология TDMA (Time Division Multiple Access) - временное мультиплексирование с выделением слота по требованию. Требования отсылаются в короткие интервалы времени (слоты запросов), при коллизиях запросы повторяются. Базовая станция выделяет свободные информационные слоты, сообщая их источнику и получателю.

Разработано несколько стандартов мобильной связи. В европейском стандарте цифровой беспроводной связи DECT применено временное мультиплексирование. Базовая станция имеет 10 несущих частот с 24 ячейками (слотами) на каждой из них. Предусмотрен автоматический поиск свободного канала и переключение на новые каналы. Частоты в диапазоне 1,8...1,9 ГГц.

Мощность передатчика базовой станции 10 мВт или выше.

Одной из наиболее широко распространенных технологий мобильной связи является технология, соответствующая стандарту для цифровых сетей сотовой связи GSM (Global System for Mobile Communications), основанному на TDMA.

GSM может поддерживать интенсивный трафик (270 кбит/с), обеспечивает роуминг (т.е. автоматическое отслеживание перехода мобильного пользователя из одной соты в другую), допускает интеграцию речи и данных и связь с сетями общего пользования. Используются разновидности: сотовая связь GSM-900 в частотном диапазоне 900 МГц (более точно 890-960 МГц), и микросотовая связь GSM-1800 (DCS-1800) в диапазоне 1800 МГц (1710-1880 МГц). Название микросотовая обусловлено большим затуханием и, следовательно, меньшей площадью соты. Однако увеличение числа каналов выгодно при высокой плотности абонентов. Мощность излучения мобильных телефонов - 1-2 Вт.

Архитектура GSM-системы аналогична обобщенной структурной схеме системы подвижной связи, показанной на рис.8.1.

Рисунок 8.1 – Структурная схема системы подвижной связи В каждой соте действует базовая станция BTS (Base Transciever Station), обеспечивающая прием и передачу радиосигналов абонентам. BTS имеет диапазон частот, отличный от диапазонов соседних сот. Мобильная ячейка прослушивает соседние BTS и сообщает контроллеру базовых станций (BSC Base Station Controller) сведения о качестве приема с тем, чтобы BSC мог своевременно переключить ячейку на нужную BTS. Центр коммутации (MSC Mobile services Switching Centre) осуществляет коммутацию и маршрутизацию, направляя вызовы нужному абоненту, в том числе во внешние сети общего пользования. В базе данных хранятся сведения о местоположении пользователей, технических характеристиках мобильных станций, данные для идентификации пользователей.

Мобильная связь для предприятий (т.е. ведомственная или профессиональная) может отличаться от сотовой связи индивидуальных пользователей. Такую ведомственную связь называют транкинговой (или транковой). Для транкинговой связи характерны следующие особенности:

связь внутри некоторой группы (бригады) и групповой вызов от центра ко всем членам группы;

наличие приоритетности;

скорость соединения должна быть выше, чем в обычных сотовых системах;

возможность выхода в телефонную сеть общего пользования имеет меньшее значение, во многих случаях она вообще может отсутствовать;

преимущественная передача данных, в некоторых случаях голосовая связь не нужна;

чаще используется полудуплексная передача.

В результате растет оперативность связи при уменьшенной цене.

Наиболее распространены два протокола транкинговой связи: аналоговый МРТ-1327 и цифровой TETRA.

В иерархической структуре системы транкинговой связи используются базовые станции (BS) и центры коммутации (DXT). BS обслуживает одну зону и имеет от одной до нескольких несущих частот, отличных от частот соседних зон. В TETRA применяется метод TDMA с несколькими слотами на каждой из несущих. Так, в системе TETRA Nokia используется 64 несущих и радиоканалов. В системах, работающих по протоколу МРТ-1327, обычно используется несколько частотных поддиапазонов в пределах 80-800 МГц с выделением каналов шириной в 12,5 кГц. Очевидно, что чем меньше частота, тем больше площадь охватываемой зоны, но меньше число каналов.

Беспроводные локальные сети (RadioЕthernet) В последние годы беспроводные локальные сети заняли существенную нишу на рынке локальных сетей. Все больше и больше организаций считают, что беспроводные сети являются необходимым дополнением традиционно проводных локальных сетей, удовлетворяющим требованиям мобильности, возможности передислокации, организации эпизодических сетей и охвата мест, труднодоступных при использовании проводных методов.

До недавнего времени беспроводные сети использовались не очень интенсивно. Среди причин – высокие цены, низкие скорости передачи данных, проблемы профессиональной безопасности и необходимость лицензирования.

По мере того как решались эти проблемы, популярность беспроводных локальных сетей быстро росла.

Области применения беспроводных локальных сетей В работе [24] перечислены четыре области применения беспроводных локальных сетей: расширение локальных сетей, связь зданий, кочевой доступ и создание эпизодических сетей.

Расширение локальных сетей Ранние продукты рынка беспроводных локальных сетей, появившихся конце 1980-х, представлялись как замена традиционных проводных локальных сетей.

Беспроводные локальные сети экономят средства на прокладку кабеля локальных сетей, облегчают задачу передислокации.

В большинстве случаев в организации существует проводная локальная сеть для поддержки серверов и нескольких стационарных рабочих станций.

Например, на предприятиях офисная территория обычно отделена от заводских этажей, но должна быть с ними связана с целью организации сети. Такая область применения беспроводных сетей называется расширением локальной сети.

На рис.8.2 показан пример конфигурации беспроводной локальной сети, типичной для большинства сред. Имеется магистральная проводная локальная сеть, такая, как Ethernet, поддерживающая серверы, рабочие станции и один или несколько мостов или маршрутизаторов для связи с другими сетями.

Имеется также модуль управления (control module – СМ), действующий как устройство сопряжения с беспроводной сетью.

Рисунок 8.2 – Одноячеечная конфигурация беспроводной локальной сети Модуль управления обладает функциональными возможностями моста или маршрутизатора для связи беспроводной локальной сети и магистрали. Кроме того, он включает некоторую логику управления доступом, такую, как механизм опроса или схему передачи маркера для регулирования доступа от конечных систем. Отметим, что некоторые из конечных систем являются самостоятельными устройствами, такими, как рабочая станция или сервер.


Частью конфигурации могут быть также концентраторы или другие пользовательские модули (user module – UM), управляющие несколькими станциями вне локальной проводной сети.

Конфигурацию, представленную на рис. 8.2, можно назвать одноячеечной беспроводной локальной сетью;

все беспроводные конечные системы находятся в сфере влияния одного модуля управления. Другая распространенная конфигурация представляет собой многоячеечную беспроводную локальную сеть (рис.8.3).

Рисунок 8.3 – Многоячеечная конфигурация беспроводной локальной сети В этом случае имеем несколько модулей управления, связанных проводной калькой сетью. Каждый модуль управления поддерживает несколько беспроводных конечных систем в пределах своей области связи. Например, в локальной сети, использующей передачу в инфракрасном диапазоне, передача ограничена одной комнатой;

следовательно, для каждой комнаты офисного здания, нуждающегося в беспроводной поддержке, нужна отдельная ячейка.

Связь зданий Еще одним применением технологии беспроводных сетей является соединение локальных сетей близлежащих зданий, имеющих проводные или беспроводные локальные сети. В этом случае между двумя зданиями используется двухточечный беспроводный канал связи. Как правило, таким образом соединяются мосты или маршрутизаторы. Этот единственный канал передачи данных сам по себе не является локальной сетью, но его принято рассматривать как один способов применения беспроводных локальных сетей.

Кочевой доступ Кочевой доступ предлагает беспроводный канал связи между концентратором локальной сети и мобильным информационным терминалом, снабженным антенной, таким, как ноутбук. Одним из примеров применения такого соединения является передача сотрудником, вернувшимся из командировки, данных из персонального портативного компьютера на сервер в офисе. Кочевой доступ также полезен в обширной среде, такой, например, как студенческое общежитие. Пользователи со своими компьютерами могут перемещаться и могут связываться с сервером проводной локальной сети из различных мест.

Организация эпизодических сетей Эпизодическая сеть – это одноранговая сеть (без централизованного сервера), настроенная временно для срочного удовлетворения некоторых потребностей. Например, группа сотрудников, каждый из которых обладает ноутбуком или карманным компьютером, может собраться в конференц-зале для деловой или классной встречи. Сотрудники соединяют свои компьютеры во временную сеть только на период встречи.

На рис.8.4 показаны отличия локальной беспроводной сети, удовлетворяющей требованиям расширения сети и кочевого доступа, от локальной эпизодической беспроводной сети.

В первом случае беспроводная сеть формирует стационарную инфраструктуру, состоящую из одной или нескольких ячеек с модулем управления в каждой. Каждая ячейка может иметь несколько стационарных конечных систем. Кочующие станции могут перемещаться из одной ячейки в другую. В эпизодической сети такая инфраструктура отсутствует. В этом случае имеем набор равноправных станций в пределах досягаемости друг друга, которые могут динамически организоваться во временную сеть.

Требования к беспроводным локальным сетям Беспроводные сети должны удовлетворять некоторым требованиям, типичным для всех локальных сетей, в том числе: высокая пропускная способность, возможность охвата небольших расстояний, связность подключенных станций и возможность широковещания. Кроме того, существует набор требований, характерных только для беспроводных локальных сетей. Перечислим важнейшие из них.

Рисунок 8.4 – Конфигурации локальных беспроводных сетей Производительность. Протокол управления доступом к среде должен максимально эффективно использовать беспроводную среду для увеличеия пропускной способности.

Число узлов. От беспроводных локальных сетей может требоваться поддержка сотен узлов из множества ячеек.

Соединение с магистральной локальной сетью. В большинстве случаев требуется взаимосвязь со станциями магистральной локальной сети. Для беспроводных локальных сетей, имеющих внутреннюю инфраструктуру, это требование легко удовлетворяется посредством использования модулей управления, присоединяемых к локальным сетям обоих типов. Может также понадобиться специальное помещение для мобильных пользователей и организация эпизодических беспроводных сетей.

Обслуживаемая область. Типичная сфера охвата беспроводной локальной сети имеет диаметр 100-300 м.

Потребление питания от батарей. Мобильные сотрудники используют рабочие станции с питанием от батарей, потребление которого не должно быть большим при использовании беспроводных адаптеров. Это делает неприменимым протокол MAC, требующий, чтобы мобильные узлы постоянно следили за точками доступа или часто связывались с основной станцией.

Устойчивость передачи и безопасность. Беспроводные сети, если они разработаны неправильно, могут быть подвержены интерференции и легко прослушиваться. Структура беспроводной локальной сети должна обеспечивать надежную передачу даже в обстановке шума, а также некоторый уровень зашиты от прослушивания.

Совместная работа в сети. С ростом популярности беспроводных сетей повысилась вероятность того, что две или более сетей будут работать в одной области или в нескольких областях, допускающих интерференцию разных локальных сетей. Такая интерференция может мешать нормальной работе алгоритма MAC и способствовать несанкционированному доступу к отдельной локальной сети.

Работа без лицензии. Пользователи желали бы приобретать продукты рынка беспроводных локальных сетей и работать с ними на нелицензируемой полосе частот.

Переключение/роуминг. Протокол MAC (Medium Access Control) – управление доступом к среде, используемый в локальных беспроводных сетях, должен позволять мобильным станциям перемещаться из одной ячейки в другую.

Динамическая конфигурация. МАС–адресация и сетевое управление локальной сети должны позволять динамическое и автоматическое добавление, удаление и передислокацию конечных систем, не причиняя неудобств другим пользователям.

Архитектура и услуги IEEE 802. В 1990 году было принято решение о создании, рабочей группы IEEE 802.11, задачей которой стало рассмотрение беспроводных локальных сетей и которая получила право разрабатывать спецификации протокола MAC и физической среды.

На рис.8.5 показана модель, разработанная рабочей группой 802.11.

Элементарной структурной единицей беспроводной локальной сети является базовый набор услуг (basic service set – BSS), который состоит из нескольких станций, реализующих одинаковый протокол MAC и состязающихся за доступ к одной совместно используемой среде.

BSS может быть изолирован или соединен с магистральной распределительной системой через точку доступа. Точка доступа в этой ситуации играет роль моста.

Рисунок 8.5 – Архитектура IEEE 802. Протокол MAC может быть полностью распределенным или управляемым центральной координационной функцией, размещенной в точке доступа.

Базовый набор услуг обычно соответствует тому, что в литературе называют ячейкой.

Распределительная система может быть коммутатором, проводной или беспроводной сетью.

На рис.8.5 показана простейшая конфигурация, при которой каждая станция принадлежит к одному BSS;

т.е. каждая станция находятся в пределах досягаемости только станций того же BSS.

Диапазоны охвата BSS могут перекрываться (географически), так что одна станция может входить в несколько BSS. Более того, соотнесение станции и BSS является динамическим. Станции могут отключаться, выходить из диапазона охвата и входить, в этот диапазон.

Расширенный набор услуг (extended service set – ESS) состоит из двух или большего числа базовых наборов услуг, соединенных распределительной системой.

Обычно в качестве распределительной системы выступает проводная магистральная локальная сеть (ядро).

На рис.8.5 показано, что точка доступа (access point – АР) реализуется как часть станции. Точка доступа – это логика в пределах станции, обеспечивающая доступ к распределительной системе путем предоставления ей услуг;

кроме того, точка действует как станция. Для интеграции архитектуры IEEE 802.11 с традиционной проводной локальной сетью используется портал.

Логика портала реализуется в устройстве, таком, как мост или маршрутизатор, являющемся частью проводной локальной сети и присоединенном к распределительной системе.

В распределительной системе (DS) задействованы две услуги: распределение и интеграция сообщений. Распределение – это основная услуга, используемая станциями для обмена МАС–кадрами, когда кадр должен пройти через распределительную систему, чтобы проследовать от станции из одного BSS к станции, находящейся в другом BSS.

На основе мобильности станций в стандарте определены три типа переходов.

Без перехода. Станция либо стационарна, либо перемещается в пределах досягаемости станций, принадлежащих к тому же BSS.

Переход BSS. Переход станции из одного BSS в другой в пределах одного ESS. В этом случае для доставки данных требуется найти новое местоположение станции.

Переход ESS. Перемещение стации из BSS одного ESS в BSS другого ESS.

Для доставки сообщений в пределах распределительной системы услуге распределения должно быть известно, где расположена станция–адресат. В частности, распределительная система должна знать, какая станция выступает в роли точки доступа, т.е. кому передавать сообщения, предназначенные станции-адресату. Для удовлетворения этого требования станция должна поддерживать ассоциацию с точкой доступа в пределах текущего BSS.

Услуги доступа и безопасности Аутентификация. Используется для идентификации станций. В проводной ЛВС обычно предполагается, что доступ к физическому соединению дает право на связь с ЛВС. Это предположение не является верным для беспроводных сетей, где связность устройств обуславливается простым наличием антенны, настроенной соответствующим образом. Услуга аутентификации используется станциями для идентификации себя в среде уже сообщающихся станций.

Отмена аутентификации. Эта услуга используется при аннулировании существующей аутентификации.

Конфиденциальность. Предотвращает чтение сообщения теми, кому оно не предназначено. Для обеспечения конфиденциальности стандарт предлагает (но не навязывает) использовать шифрование.

Физический уровень IEEE 802. Спецификация физического уровня стандарта IEEE 802.11 выпускалась в три этапа: первая часть увидела свет в 1997 году, остальные две – в 1999. Первая часть, именуемая просто IEEE 802.11, включала описание уровня MAC и три спецификации физического уровня – две в диапазоне 2,4 ГГц и одну в инфракрасном диапазоне, работающие при скоростях 1 и 2 Мбит/с.

Спецификация IEEE 802a – это полоса 5 ГГц и скорость до 54 Мбит/с;

IEEE 802.b – 2,4 ГГц и 5,5 и 11 Мбит/с, соответственно. Все спецификации последовательно изучаются ниже.

Метод передачи прямой последовательности (DSSS) Система DSSS использует раздробленный код, или псевдошумовую последовательность, для расширения скорости передачи данных, а следовательно, полосы сигнала. В стандарте IEEE 802.11 определено использование последовательности Баркера.

Последовательность Баркера (Barker sequence) – это последовательность элементов +1 и –1. данное свойство справедливо для таких преобразований (и их сочетаний):

В настоящее время известны такие последовательности Баркера:

n=2 ++ п=3 ++– п=4 +++– п=5 +++–+ +++––+– n= + – ++ – +++ – – – n = +++++––++–+–+ n = В 802.11 используется последовательность Баркера п = 11. Таким образом, каждая двоичная единица отображается в последовательность {+ – ++ – +++ – – –}, а каждый двоичный нуль – в последовательность {– + – – + – – – +++}.

Важной особенностью последовательностей Баркера является их устойчивость к интерференции и эффектам многолучевого распространения.

Метод передачи скачкообразной перестройки частоты (FHSS) Cистема FHSS использует множественные каналы, причем перестройка с одного канала на другой выполняется на основе псевдослучайной последовательности. В схеме IEEE 802.11 используются каналы шириной МГц. Число каналов колеблется от 23 (Япония) до 70 (США).

Параметры схемы FHSS стандартом не задаются. В США, например, минимальная скорость перестройки частоты составляет 2,5 раза в секунду.

Минимальное расстояние перехода (по частоте) в Северной Америке и большей части Европы составляет 6 МГц, в Японии – 5 МГц.

В качестве схемы модуляции для скорости 1 Мбит/с используется двухуровневая гауссова частотная манипуляция (GFSK). Двоичные нуль и единица кодируются как отклонение от текущей несущей частоты. Для скорости 2 Мбит/с используется четырехуровневая GFSK, в которой четыре различных отклонения от несущей представляют четыре 2–битовые комбинации нулей и единиц.

Передача в инфракрасном диапазоне Схема передачи в инфракрасном диапазоне, как она определена в IEEE 802.11, является ненаправленной. Связь возможна на расстоянии до 20 м. В качестве схемы модуляции для скорости 1 Мбит/с выбрана фазоимпульсная модуляция (pulse position modulation – PPM).

Стандарты IЕЕЕ Стандарт IЕЕЕ 802.11а Спецификация IEEE 802.11а использует полосу 5 ГГц. В отличие от спецификации 2,4 ГГц, здесь применяется не расширенный спектр, а ортогональное частотное уплотнение (OFDM). При OFDM, также именуемом модуляцией со многими несущими, используется несколько несущих сигналов на различных частотах, посредством каждого из которых осуществляется передача части битов. Данная схема подобна частотному уплотнению, отличие состоит лишь в том, что все подканалы выделены одному источнику.

Стандарт IEEE 802.11а определяет такие скорости передачи данных: 6, 9, 12, 18, 24, 36, 48 и 54 Мбит/с. Имеется до 52 поднесущих, которые модулируются с использованием схем BPSK, QPSK, 16-QAM или 64-QAM, в зависимости о требуемой скорости передачи. Расстояние между поднесущими составляет 0,3125 МГц. Для прямой коррекции ошибок используются сверточный код со степенью кодирования 1/2, 2/3 или 3/4.

Стандарт IEEE 802.11b IEEE 802.11b – это расширение спецификации IEEE 802.11 DSSS, допускающее скорости передачи данных 5,5 и 11 Мбит/с. Скорость передачи раздробленного сигнала равна 11 МГц, т.е. такая же, как в исходной схеме DSSS, следовательно, обе схемы требуют одинаковой полосы. Для получения более высокой скорости при неизменной полосе и скорости передачи раздробленного сигнала используется манипуляция дополнительным кодом (complementary code keying – ССК).

8.1.1 Особенности построения ведомственных систем радиосвязи По назначению системы связи с подвижными объектами могут быть разделены на ведомственные (специализированные) радиотелефонные системы и радиотелефонные сети общего пользования. В настоящее время находят также применение для видеосвязи с подвижными объектами мобильные телевизионные системы.

Ведомственные системы применяются в промышленности, сельском хозяйстве, на транспорте и в строительстве, такси, скорой помощи, а также в аварийных службах. Эти системы предназначены для оперативного управления процессами производственной деятельности.

Радиотелефонные системы общего пользования в настоящее время составляют основной вид связи с подвижными объектами. Они позволяют наиболее полно и эффективно использовать выделенный частотный спектр и, объединяя своих потребителей в одну группу, дают им возможность общего доступа к системе связи независимо от ведомственной принадлежности (по принципу городской телефонной сети).

Указанное преимущество систем обеспечивает широкий комплекс услуг, включая автоматическое соединение абонентов между собой и с абонентами городской телефонной сети, а также других городов и государств с использованием междугородных и международных линий, передачу речи, аудио и видеоданных.

Радиотелефонные системы общего пользования делятся на два вида:

системы с большими зонами обслуживания (радиальные системы);

системы с малыми зонами обслуживания (сотовые системы связи).

Системы с большой зоной обслуживания основаны на использовании одной центральной радиостанции, обслуживающей зону большого радиуса (от 50 до 100 км).

Мощность передатчика этой станции выбирается в зависимости от заданной напряженности поля на границах обслуживаемой территории и заключена в пределах от 100 до 250 Вт, а антенна располагается в наиболее высокой точке зоны обслуживания. Широкому внедрению таких систем препятствует ряд присущих им недостатков, прежде всего невозможность существенного увеличения количества обслуживаемых абонентов. Также, для радиальных систем необходимо:

исключать влияние мощных передатчиков на приемники центральных станций, так как на центральных станциях они используются совместно;

исключать влияние мощных передатчиков центральных станций соседних зон на работу центральной станции данной зоны;

контролировать качество связи внутри каждой зоны для подвижных абонентов, находящихся на различных удалениях от центральной станции, данной зоны;

тщательно планировать частотную обстановку в выделенном диапазоне;

обеспечивать равнодоступность каналов связи со стороны подвижных объектов.

В связи с перечисленными причинами возникла необходимость интенсивных поисков и исследований в области разработки систем с большой эффективностью использования выделенного спектра и высокой пропускной способностью, которые были бы в состоянии обслуживать большое количество абонентов. Эти исследования начались на рубеже 60-70-х годов и привели к созданию территориальных систем с малыми зонами обслуживания, получивших название сотовых сетей радиосвязи с подвижными объектами.

Сотовые системы подвижной радиосвязи имеют принципиально новую структуру, основанную на сотовом построении и распределении частот, согласно которому зона обслуживания делится на большое число ячеек ("сот"), каждая из которых обслуживается отдельной радиостанцией небольшой мощности, находящейся в центре ячейки.

Небольшая мощность передатчиков в сотовых системах допускает организацию повторения частот приема-передачи через 1-2 зоны. Это позволяет реализовать основное достоинство сотовой системы - обеспечение высококачественной радиосвязью большого количества подвижных абонентов в условиях ограниченного частотного диапазона.

К достоинствам сотовых систем также относятся:

применение сравнительно маломощных передатчиков в базовых станциях и, как следствие этого, экономия ресурсов радиоспектра, благодаря динамическому распределению частот выделенного диапазона между зонами связи;

возможность гибкого эволюционного развития сотовых систем, благодаря возможности увеличения или уменьшения числа зон обслуживания.

Рассмотрим вначале особенности построения ведомственных (транкинговых) радиотелефонных систем.

Ведомственная (транкинговая) связь незаменима для тех предприятий и организаций государственного и коммерческого сектора, которым по роду деятельности нужна профессиональная надежная радиосвязь. В настоящее время транкинговые системы подвижной радиосвязи широко используются в России. Достоинства транкинговой радиосвязи несомненны: экономия частотного ресурса, практически мгновенное установление соединений, возможность автономной работы групп абонентов и их объединения в одну группу при необходимости, поддержка разных типов вызовов, передача данных, выход в АТС и др.

Современные тенденции развития техники в области радиосвязи ориентированы на переход к цифровым стандартам транкинговой радиосвязи.

Целесообразность и неизбежность перехода на цифровые технологии не вызывают сомнений ни у производителей, ни у пользователей систем радиосвязи. Однако до настоящего времени аналоговые системы находят широкое применение благодаря сравнительно низким ценовым характеристикам.



Pages:     | 1 |   ...   | 3 | 4 || 6 | 7 |
 





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.