авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:     | 1 | 2 || 4 | 5 |

«УДК 621.3(075.8) МИНОБРНАУКИ РОССИИ ББК 31.2я73 ФЕДЕРАЛЬНОЕ ГОСУДАРСТВЕННОЕ БЮДЖЕТНОЕ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОЕ ...»

-- [ Страница 3 ] --

4. поскольку выбор режима работы осциллографа определяется характером и значением исследуемого сигнала, то гармонические сигналы исследуются, как правило, при положении «Внутр.» переключателя вила синхронизации, а импульсные — при положении «Внеш.», При этом на разъем «Вход X» подаются импульсы синхронизации от внешнего источника;

5. переключатель по входу Y устанавливают чаще всего в положение, что обеспечивает связь с источником исследуемого сигнала по постоянному току и дает возможность совместить линию развертки с осью времени;

6. осциллограф готов к работе, и можно подавать исследуемый сигнал через специальный кабель на вход Y. Если значение напряжения исследуемого сигнала даже приблизительно неизвестно, то необходимо переключатель установить в максимальное положение (чтобы не сгорела входная цепь), затем вывести его в положение, обеспечивающее оптимальный размер по вертикали. Во избежание появления большой погрешности перед измерением необходимо ручки плавного регулирования усиления по X и Y установить в крайнее правое положение «Калибр».

В современных аналоговых осциллографах при измерении параметров сигналов используется метод масштабной сетки, помещенной на экране ЭЛТ Цена одного деления сетки перед измерением устанавливается с помощью калибраторов амплитуды и длительности («Вольт/ дел.» и «Время/дел.»).

На размеры осциллограммы по вертикали влияют следующие органы управления:

многоступенчатый переключатель «Вольт/дел.», а и некоторых осциллографах — тумблер «Усилитель» на два положения (например ). Произведение положений переключателя «Вольт/дел.» и тумблера «Усилитель» определяет цену одного деления масштабной сетки — св.

Все прямые вертикальные параметры исследуемого сигнала в любой момент времени рассчитываются по формуле:

(8.5) где nв — линейный размер измеряемого параметра по вертикали в делениях масштабной сетки.

На размеры осциллограммы по горизонтали влияют два органа управления:

многоступенчатый переключатель «Время/дел.» и тумблер «Развертка» на два положения (например ).

Произведение положений этих органов управления определяет цену одного деления масштабной сетки осциллографа сг.

Все прямые горизонтальные параметры исследуемого сигнала определяются по формуле (8.6) где nг — линейный размер измеряемого параметра по горизонтали в делениях масштабной сетки.

Рассмотрим пример измерения параметров синусоидального сигнала с помощью масштабной сетки осциллографа (рис. 8.4) при следующем положении масштабозадающих органов управления: переключатели «Вольт/дел.» - «2 В/дел.», «Время/дел.» - «50 мкс/дел». Тумблер «Развертка» - «x 2».

Определим амплитудное значение синусоидального напряжения по формуле:

Определим период повторения исследуемого сигнала по формуле:

Синусоидальный сигнал характеризуется среднеквадратичным значением напряжения и частотой. Эти параметры являются вторичными и определяются на основе найденных прямых параметров по известным зависимостям.

Рис. 8.4. Определение параметров сигнала с помощью масштабной сетки осциллографа Определим среднеквадратичное значение синусоидального напряжения:

Определим частоту повторения синусоидального сигнала:

Осциллографические развертки. Напряжение, обеспечивающее перемещение электронного луча по горизонтали (оси времени), называется в осциллографах развертывающим напряжением;

траектория, описываемая на экране ЭЛТ при отсутствии исследуемого напряжения, — разверткой;

время, в течение которого описывается эта траектория, — длительностью развертки, а ее линейный размер по оси времени — длиной развертки.

Развертки, применяемые в современных аналоговых осциллографах, различаются по нескольким признакам:

1. по форме развертывающего напряжения — пилообразные и синусоидальные;

2. по форме траектории на экране ЭЛТ (при одновременной подаче исследуемого и развертывающего напряжений) — линейные, круговые и спиральные;

3. по временным соотношениям — непрерывные, ждущие, ждущезадержанные (лупа времени) и однократные.

Наиболее широко используется линейная развертка, создаваемая напряжением U X пилообразной формы и вырабатываемая генератором развертки. В зависимости от режима работы генератора развертки, как уже отмечалось ранее, линейная развертка может быть непрерывной или ждущей.

Непрерывная линейная развертка применяется для исследования гармонических процессов. Генератор развертки вырабатывает сигнал даже при отсутствии на его входе запускающего сигнала. К пластинам канала Y подводится исследуемое напряжение, а к пластинам канала X — напряжение, нарастающее (или убывающее) линейно, т.е.

изменяющееся пропорционально времени. Рассмотрим основные параметры идеального и реального линейного развертывающего напряжения (рис. 8.5).

Параметрами непрерывного реального развертывающего напряжения являются tрх — время рабочего (прямого) хода луча, tох — время обратного хода луча, Тх — период повторения развертывающего напряжения.

Под действием только реального развертывающего напряжения электронный луч перемещается слева направо по экрану за время tрх п быстро (так как ) возвращается в исходное положение (справа налево). Развертывающее напряжение — периодическое, с периодом ( ) поэтому перемещение луча на экране будет повторяться. Из-за инерционности ЭЛТ и человеческого глаза движение электронного луча незаметно, на экране будет видна светящаяся горизонтальная линия развертки.

Рис. 8.5. Примеры линейно-нарастающего (а) и линейно-убывающего (б) идеального и реального развертывающего напряжения При одновременной подаче исследуемого (на пластины канала Y) и развертывающего (на пластины канала X) напряжения электронный луч будет перемещаться по экрану в соответствии с законом исследуемого сигнала. На рис. 8. показано получение осциллограммы исследуемого сигнала при идеальной форме развертывающего напряжения и при Fx=Fy. Положения 0, 1, 2... осциллограммы на экране ЭЛТ в соответствующие моменты времени определяются мгновенными значениями исследуемого и развертывающего напряжения.

Рис. 8.6. Осциллограмма исследуемого сигнала при идеальной форме развертывающего напряжения Если при Fx=Fy использовать реальное развертывающее напряжение, то осциллограмма на экране будет искажена. Обратный ход развертки tox 0 приводит к получению неполного периода синусоиды, так как за время tox электронный луч возвращается в исходное положение не мгновенно. Для уменьшения искажений, вносимых tох, на время его действия, выключают электронный луч подачей запирающего импульса на вход канала Z.

При нарушении линейности развертывающего напряжения масштаб времени непостоянен, так как скорость изменения U X (соответственно, и скорость движения электронного луча по горизонтали) все время уменьшается. В результате первый полупериод исследуемого сигнала будет непомерно растянут по сравнению с оригиналом, а последующие — сжаты, как показано на рис. 8.7.

Рис. 8.7. Осциллограмма исследуемого сигнала при реальной форме развертывающего напряжения Для получения возможно меньших искажений осциллограммы развертывающее напряжение должно иметь высокую линейность с возможно меньшим временем t o x.

Ждущая линейная развертка применяется для исследования импульсных сигналов. При этом генератор развертки запускается только с помощью сигнала запуска.

На рис. 8.7 приведено реальное ждущее линейное развертывающее напряжение, в котором к уже известным временным параметрам добавляется tож — время ожидания. Под действием ждущего напряжения электронный луч, проделав за время tрх один прямой ход (слева направо) и за время tох — один обратный ход, остается некоторое время tож в состоянии ожидания (покоя). Затем процесс перемещения луча повторится. В результате на экране будет светящаяся горизонтальная линия развертки.

В осциллографах начало ждущей развертки несколько задержано относительно фронта исследуемого импульса Uy. Поэтому для наблюдения короткого фронта исследуемый сигнал Uy задерживают во времени в канале вертикального отклонения с помощью блока задержки.

Преимущества ждущей развертки по сравнению с непрерывной при исследовании импульсных сигналов рассмотрим на примере (рис. 8.7). Полученные осциллограммы показывают, что при использовании непрерывной линейной развертки размеры импульса по горизонтали будут занимать 1/100 часть длины развертки, т.е. длительность импульса оказывается сжатой по оси времени настолько, что его вершина превращается в светящуюся точку, а сам импульс — в вертикальную линию. При таком масштабе невозможно наблюдать форму сигнала и измерить его временные параметры (длительность импульса — tи, время установления переднего фронта — tф, время установления заднего среза — tср).

При использовании ждущей развертки того же периода следования и амплитуды, но с tpx + tox = 2 мкс длительность исследуемого импульса становится сопоставимой с tжр, В результате размеры исследуемого импульса займут по горизонтали половину всей длины линии развертки, т.е. произойдет увеличение длительности импульса примерно в 50 раз (без учета времени обратного хода).

Ждущая развертка должна отвечать некоторым требованиям:

1. для получения минимальных искажений исследуемого сигнала развертка должна быть линейной (неэкспоненциальной), как и непрерывная пилообразная, с возможно меньшим обратным ходом;

2. для получения неподвижной осциллограммы при использовании ждущей и непрерывной линейной развертки необходимо применять синхронизацию.

3. для получения исследуемого сигнала в крупном масштабе по горизонтали необходимо выбрать положение органа управления, задающего масштаб, — переключателя «Длительность» («Время/дел.»).

Например, необходимо исследовать и измерить импульсный сигнал прямоугольной формы длительностью tи = 5 мкс осциллографом, у которого переключатель «Время/дел.»

имеет положения 0,1 – 0,2 – 0,5 – 1 – 2 – 5 – 10 – 20 – 50 s – 0,1 - 0,2 – 0,5 – 1 – 2 – 5 -10 – 20 – 50 ms.

На рисунке 8.8 представлены осциллограммы импульсного сигнала с tи = 5 мкс при разных положениях переключателя для четырех значений калиброванной развертки:0,5 – 1 – 5 мкс - s Анализ этих осциллограмм показывает, что из всех положений переключателя «Время/дел.» оптимальным является положение «1 s», поскольку при этом положении хорошо видна форма сигнала и длительность импульса можно измерить с наименьшей погрешностью.

Синхронизация развертки — это принудительная «подгонка» частоты развертки к кратности частоты сигнала.

Рис. 8.8. Осциллограммы импульсного сигнала с t и = 5 мкс при разных положениях переключателя Наблюдать исследуемый сигнал на экране осциллографа и измерить его параметры можно только при неподвижной осциллограмме, что обеспечивается при условии равенства или кратности частот (периодов) развертывающего и исследуемого сигналов, т.е. при (8.7) где n — коэффициент частоты (периодов) сигнала: п = 1, 2, 3...

Для выполнения этого условия и необходима синхронизация.

Внутренняя синхронизация осуществляется от внутреннего источника осциллографа. В качестве источника внешней синхронизации используется напряжение внешнего генератора. Синхронизация осуществляется короткими импульсами, вырабатываемыми блоком синхронизации, запускающими генератор развертки и управляющими его работой. Эти импульсы можно синхронизировать не только с Uy но и со специальным внешним сигналом, поступающим на блок синхронизации при установке переключателя вида синхронизации в положение «Внеш.».

Например, в качестве исследуемого сигнала взята синусоида Uy и рассмотрены три варианта соотношения периодов развертывающего напряжения Ux (рис. 8.9).

Изображение синусоидального сигнала будет неподвижным при кратности n = 1, Fx = Fy (см. рис. 8.9, а). При отсутствии кратности оно скользит влево (см. рис. 8.9, б) либо вправо (см. рис. 8.9, в) — в зависимости от соотношения частот Fx и Fy.

На практике при внутренней синхронизации неподвижность обеспечивается регулировкой «Стаб.», выведенной на лицевую панель прибора. Лучшие результаты по обеспечению постоянства кратности частоты сигнала дает синхронизация частоты генератора развертки частотой исследуемого напряжения или другой стабильной частотой, кратной частоте Fy.

Круговая развертка применяется при измерении частоты и фазовых сдвигов после подачи на пластины канала X синусоидального напряжения.

Рис. 8.9. Графики, поясняющие движение изображения синусоидального сигнала: а — неподвижное;

б — скользит в лево;

в — скользит в право Круговая развертка формируется с помощью внешнего генератора синусоидального напряжения и вспомогательной фазосдвигающей RC-цепи (рис. 8.10) при отключенном внутреннем генераторе линейной развертки.

При прохождении синусоидального тока через последовательное соединение резистора и конденсатора падения напряжений на них оказываются сдвинутыми по фазе на 90°. При равенстве сопротивлений плеч RC-цепи (8.8) Напряжения будут равные по амплитуде (8.9) Рис. 8.10. Схема формирования круговой синусоидальной развертки Рассмотрим пример подачи синусоиды на пластины канала Y и косинусоиды на пластины канала X. Синусоида и косинусоида имеют одинаковую частоту и сдвинуты по фазе на 90° (рис. 8.11).

Рис. 8.11. Осциллограммы круга при использовании синусоидальной круговой развертки На рисунке 8.12 приведены осциллограммы для разных соотношений частот и фазовых сдвигов синусоидальных напряжений. Представленные осциллограммы получили название фигур Лиссажу по имени французского физика Жюля Антуана Лиссажу.

В основу осциллографических методов измерения частоты положен принцип сравнения частоты сигнала с известной высокостабильной частотой образцового развертывающего напряжения. Различают два метода: метод фигур Лиссажу и метод яркостной модуляции. Погрешность обоих методов измерения частоты зависит от стабильности частоты образцового генератора.

При измерении частоты методом фигур Лиссажу напряжение измеряемой (неизвестной) частоты Fx и образцовой частоты F0 при выключенной внутренней развертке подается на пластины каналов Y и X соответственно. Изменением образцовой частоты добиваются по лучения на экране неподвижной фигуры Лиссажу той или иной сложности.

Рис. 8.12. Фигуры Лиссажу при разных соотношениях частот и фазовых сдвигов Для определения Fx проводят горизонтальную и вертикальную касательные к фигуре и подсчитывают число касаний фигуры с горизонталью nг = 2 и вертикалью nв = 1 как показано на рис. 8.13. Соотношение частот двух гармонических колебаний определяется как отношение количества точек касания с вертикалью к количеству точек касания с горизонталью. Для примера, приведенного на рисунке, при F0 = 50 Гц.

(8.10) Метод фигур Лиссажу применяется для сравнительно малых соотношений частот Fx и F0 (не более 5—6): при большем соотношении частот усложняется подсчет количества точек касания. Точность этого метода измерения частоты оказывается высокой и определяется стабильностью частоты образцового генератора.

Рис. 8.13. Определение соотношения частот методом фигур Лиссажу Для больших соотношений частот удобнее пользоваться методом яркостной модуляции (методом пунктирного круга) круговой развертки. При измерении частоты методом яркостной модуляции источник напряжения с искомой частотой Fx используется для формирования на экране ЭЛТ осциллографа круговой развертки (с помощью RC-цепи), а напряжение генератора образцовой частоты подается на третий электрический вход осциллографа — модулятор (вход Z), показанный на рис. 8.14, а.

Результирующее напряжение на модуляторе в этом случае будет изменяться с частотой модулируя яркость изображения па экране с той же частотой. Если частоты Fx и F0 равны или кратны, то на экране появится неподвижное пунктирное изображение круга (рис. 8.14, б). При известных образцовой частоте F0 и количестве n подсвеченных дуг, можно записать откуда.

Рис. 8.14. Определение соотношения частот методом яркостной модуляции Если поменять местами источники частот сигналов Fx и F0, то искомая частота определяется по формуле:

(8.11) Этот метод применим для соотношения частот 15—25. При большем соотношении безошибочный подсчет числа подсвеченных дуг по контуру круга затруднен.

Двухлучевые, двухканальные, скоростные, стробоскопические, запоминающие и цифровые осциллографы. Двухлучевые осциллографы позволяют одновременно наблюдать за двумя сигналами, характеризующими исследуемый объект, благодаря получению дополнительной информации. Эту задачу можно выполнить также и од- нолучевым осциллографом с внешним электронным коммутатором.

Основными узлами, отличающими двухлучевой осциллограф от однолучевого, является особая ЭЛТ, внутри которой помещены две отдельные электронно-оптические системы и две отдельные системы отклоняющих пластин, т.е. двухлучевая трубка представляет собой две однолучевые трубки, работающие на общий экран.

Соответственно, в двухлучевом осциллографе имеются два канала вертикального от клонения и один общий генератор развертки. Калибратор амплитуды и длительности чаще всего также общие для двух лучей.

Для получения неподвижной осциллограммы (синхронизации) необходимо обеспечить кратность исследуемых сигналов:

(8.12) Двухлучевой осциллограф отличается от однолучевого внешними признаками: он имеет два входа канала Y и по две регулировки «Яркость», «Фокус», «Астигматизм», «Перемещение по вертикали ».

Двухканальные осциллографы позволяют получить на экране изображение двух исследуемых сигналов с помощью электронного коммутатора, который периодически включает разные входы осциллографа. В таком осциллографе имеется также два одинаковых канала вертикального отклонения и однолучевая ЭЛТ. В зависимости от режима работы коммутатора реализуется один из режимов работы осциллографа:

одноканальный (когда на экране виден один сигнал, подаваемый на один из входов — Y или Y2) или поочередный (когда на экране видны оба сигнала за счет переключения коммутатора во время каждого обратного хода развертки). По такому же принципу, как двухканальные осциллографы, строятся многоканальные осциллографы (с количеством каналов до восьми).

Двухканальный осциллограф отличается от двухлучевого таким внешним признаком, как наличие по одной регулировки: «Яркость», «Фокус», «Астигматизм».

Двухканальные осциллографы намного проще схематически п дешевле двухлучевых.

Скоростные осциллографы имеют ряд преимуществ по сравнению с универсальными, полоса пропускания которых — не более 50 МГц, при исследовании импульсных сигналов длительностью до сотых долей микросекунды. В электронике широко используются импульсы наносекундного (10 -9 с) и даже пикосекундного (10 -12 с) диапазонов. Спектр частот таких сигналов простирается до десятков гигагерц и выше.

Такие сигналы (сверхвысокочастотные) имеют малую амплитуду (порядка единиц десятков милливольт) и при их исследовании возникают сложности, не позволяющие применять универсальные осциллографы для исследования СВЧ-сигналов. Эти сложности вызваны следующими факторами:

1. индуктивность подводящих проводов и паразитный резонанс. Частота резонанса должна быть намного больше высшей гармоники исследуемого сигнала;

2. влияние емкости пластин ЭЛТ на крутизну фронта исследуемого сигнала;

3. влияние конечного времени пролета электронов между пластинами ЭЛТ (примерно 1...10 не). Если за это время сигнал изменится, то отклонение электронного луча станет непредсказуемым;

4. необходимость для исследования СВЧ – сигналов очень широкой полосы пропускания по входу канала Y, которая приближенно может быть рассчитана по формуле (8.13) Тогда при длительности импульса tи = 1 нс полоса пропускания будет 2f = 2 ГГц;

5. необходимость для наблюдения СВЧ-сигналов и импульсов наносекундного диапазона высоких скоростей движения луча по экрану. Например, для получения изображений импульса длительностью 5 нс на экране трубки шириной l = 100 мм скорость движения луча должна быть до 20 000 км/с (U = l/tи);

6. нечеткость изображения сигнала на экране из-за огромной скорости вычерчивания осциллограммы лучом.

Перечисленные факторы должны быть учтены при разработке скоростных осциллографов, работающих в реальном масштабе времени. В таких осциллографах вместо ЭЛТ используют специальные приборы — лампы бегущей волны. При этом невозможно получить высокую чувствительность по каналу вертикального отклонения Создание высокоскоростных разверток также затруднено, так как необходимо увеличивать напряжение развертки до нескольких сотен вольт.

Отечественные скоростные осциллографы имеют верхнюю граничную частоту не более 5…7,5 ГГц, обладают низкой чувствительностью и потому непригодны для исследования СВЧ-сигналов с малыми амплитудами.

Стробоскопические осциллографы и приставки к универсальным осциллографам дают лучшие результаты: позволяют получить эквивалентную полосу частот до нескольких гигагерц при фактической полосе пропускания усилителя КВО в несколько мегагерц и даже килогерц.

В стробоскопическом осциллографе искусственно уменьшается скорость развертки и полоса пропускания усилителя КВО. Такие осциллографы работают по принципу использования амплитудного временного анализа исследуемого напряжения с помощью узких импульсов — стробимпульсов.

Стробимпульсы позволяют получить представление о форме исследуемого сигнала не в виде непрерывной кривой, а в виде прерывистых дискретных значений сигнала — по одному на каждый период в соответствии с моментом действия стробимпульса.

Процесс преобразования масштаба времени осциллограммы в стро боскопическом осциллографе показан на рис. 8.15.

При поступлении исследуемого сигнала Uc (длительность tи, период следования Tc) и узких стробимпульсов U2 (играющих роль переносчиков информации о сигнале) на стробоскопический смеситель преобразователя происходит амплитудно-импульсная модуляция, т.е. на выходе преобразователя амплитуда стробимпульса пропорциональна определенному мгновенному значению исследуемого сигнала.

При равенстве периодов входных напряжений преобразователя его выходные импульсы имеют постоянную амплитуду. Если же эти периоды отличаются друг от друга на постоянную величину t (шаг считывания), то амплитуда выходных импульсов преобразователя изменяется. Период повторения стробимпульсов составляет Tст=Тс+ t.

Длительность шага считывания выбирают из условия t=tи/n (где n — целое число).

Рис. 8.15. Процесс преобразования масштаба времени осциллограммы в стробоскопическом осциллографе: а — временные диаграммы;

б — структурная схема преобразования В результате преобразования первый стробимпульс U2 совпадает с началом первого (1) импульса Uс;

второй стробимпульс сдвинут от начала второго (2) импульса Uс на t;

третий стробимпульс сдвинут от начала третьего (3) импульса на 2 t и т.д.

На выходе смесителя появляются короткие импульсы U 3, совпадающие по времени со стробимпульсами U 2, но имеющие амплитуду, равную амплитуде исследуемых импульсов U C в момент поступления стробимпульсов U 2. Поэтому импульсы U 3, называют стробимпульсами, промодулированными по амплитуде исследуемым сигналом U C. При этом огибающая этих импульсов по форме соответствует исследуемому сигналу и имеет укрупненный масштаб времени.

Степень укрупнения масштаба времени наблюдаемого импульса (временное преобразование) характеризуется коэффициентом kтр трансформации масштаба времени:

(8.14) где п — количество стробимпульсов, считывающих импульсы Uv.

Поскольку (8.15) то (8.16) Современные стробоскопические осциллографы имеют kтp, выражаемый десятками тысяч, благодаря чему можно при обычных развертках исследовать импульсы наносекундного диапазона с частотами до нескольких гигагерц и с амплитудами от нескольких милливольт.

Запоминающие осциллографы позволяют запомнить сигнал на экране. В состав (8.10) таких осциллографов входят блок памяти и специальная полутоновая запоминающая ЭЛТ — потенциалоскоп (рис. 8.16).

Перед люминесцентным экраном 1 расположена сетчатая мишень 2, представ ляющая собой мелкоструктурную сетку, покрытую слоем диэлектрика. Трубка имеет два прожектора. Записывающий прожектор 7 создает сфокусированный пучок электронов и сканирует поверхность мишени.

Воспроизводящий прожектор 6 создает широкий расфокусированный пучок, непрерывно облучающий всю поверхность мишени. Внутри трубки помещена коллимирующая линза 5.

Потенциал мишени подобран таким образом, чтобы при отсутствии записанного изображения медленные электроны воспроизводящего пучка не могли через нее пройти.

При наличии потенциального рельефа в этих точках мишени часть электронов проходит к экрану, вызывая его свечение. На экране появляется осциллограмма, повторяющая форму потенциального рельефа мишени. Запись стирается путем подачи на коллекторную сетку 3 (зафиксированную крепежным кольцом 4 ) отрицательного импульса, выравнивающего потенциал мишени.

Запоминающие осциллографы имеют следующие особенности:

1. способность хранить информацию в обесточенном состоянии длительное время (от нескольких минут до нескольких суток);

2. возможность индикации при высоких уровнях внешней освещенности, так как яркость изображения на экране сохраняется даже при попадании прямых солнечных лучей;

3. возможность исследования однократных и редко повторяющихся сигналов.

Аналоговые осциллографы имеют такие недостатки, как косвенность измерений параметров сигналов, относительно большая погрешность (10... 15%) и трудоемкость измерения.

Рис.8.16. Устройство потенциалоскопа Цифровые осциллографы позволяют наблюдать сигнал на экране и получать информацию о численном значении ряда параметров сигнала с меньшей погрешностью, чем с помощью аналоговых осциллографов. Достоинства цифровых осциллографов обеспечиваются тем, что параметры сигналов измеряются непосредственно на входе осциллографа, в то время как в аналоговом осциллографе параметры сигнала измеряются только после прохождения его через канал вертикального отклонения и с большой погрешностью.

Сопряжение цифровых осциллографов с микропроцессором позволяет наряду с традиционными параметрами сигналов (амплитудой, частотой, длительностью) определять среднеквадратичное значение напряжения сигнала и даже вычислять и отображать на экране ЭЛТ преобразование Фурье для любого сигнала.

В цифровых осциллографах обеспечивается полная цифровая обработка сигнала, поэтому в них чаще используются не ЭЛТ, а индикаторные панели, отображение результата измерения на которых осуществляется несколькими способами:

1. одновременным наблюдением изображения сигнала на экране и высвечиванием на индикаторной панели численных значений параметров;

2. определением значения параметра собственно оператором, который подводит к изображению сигнала на экране световые метки так, чтобы отметить измеряемый параметр по цифре на соответствующей регулировке;

3. применением специальных кинескопов (например матричных индикаторных панелей) и формированием изображения исследуемых сигналов и цифровой информации с помощью растра (растровый метод).

В цифровых осциллографах обеспечивается автоматическая установка оптимальных размеров изображения на экране.

Структурная схема осциллографа приведена на рис. 8.17. Параметры исследуемого сигнала определяются с помощью встроенных измерителей. По результатам измерений контроллер вычисляет требуемые коэффициенты отклонения по вертикали п горизонтали и через два интерфейса задает эти коэффициенты аппаратной части КВО и КГО, что обеспечивает неизменность размеров изображения по обоим направлениям и автоматическую синхронизацию сигнала.

Рис.8.17. Структурная схема цифрового осциллографа Кроме того, контроллер отслеживает положение органов управления на лицевой панели, и результаты опроса после кодирования вновь поступают в контроллер, который через интерфейс включает соответствующий режим автоматического измерения.

Результаты измерения отображаются на отдельном световом табло (которое может быть встроено в экран ЭЛТ) одновременно с отображением амплитудного и временных параметров сигнала.

Литература: [1], c. 46 - 70;

[2], с. 122-129.

Тема 9. Измерение параметров сигналов 9.1. Общие сведения Различные по форме (следовательно, и по назначению) сигналы характеризуются разнообразными параметрами. К числу наиболее известных и подлежащих измерению параметров относятся рассмотренные ранее напряжение, сила тока и мощность. К важным параметрам относятся также частота и связанные с ней период и длина волны электромагнитных колебаний, фазовый сдвиг, временные интервалы, коэффициент нелинейных искажений и ряд специфических параметров, характерных для модулированных сигналов и сигналов СВЧ - устройств. Измерение этих параметров выполняется с помощью соответствующих приборов (частотомеров, фазометров, измерителей нелинейных искажений, измерителей АЧХ) и связано с решением многих научных и практических задач.

9.2. Измерение частоты и периода повторения сигнала Основной единицей измерения частоты сигнала является герц, но ввиду его малости в электронике используют кратные единицы: килогерц (1 кГц = 103 Гц);

мегагерц (1 МГц = 106 Гц);

гигагерц (1 ГГц = 109 Гц). Частота сигнала измеряется электронными и электромеханическими частотомерами. В каталоговой классификации электронные частотомеры обозначаются следующим образом: Ч1 — образцовые (стандарты частоты и времени), Ч2 — резонансные, Ч3 — электронные, Ч4 — гетеродинные волномеры (сняты с производства), Ч5 — преобразователи частоты, Ч6 — синтезаторы, делители, умножители частоты.

Электромеханические частотомеры независимо от используемой системы преобразования обозначаются по единице измерения — Гц (международное обозначение Hz). В практике электротехнических измерений в большинстве случаев измеряют линейную частоту, которую исторически в радиоэлектронике обозначают буквой f (высокие частоты) или буквой F (низкие частоты). Гармонические сигналы характеризуются также угловой (круговой) частотой :

(9.1) Угловая частота равна изменению фазы сигнала (t) в единицу времени. Для низких частот угловая частота записывается как =2F для высоких — как =2f.

При непостоянстве частоты используется понятие мгновенной угловой (9.2) где f(t) – мгновенная циклическая частота.

При описании методов измерения частоты будем подразумевать ее среднее значение за время измерения. Под линейной частотой понимают число колебаний в единицу времени (9.3) Наряду с частотой на ВЧ и СВЧ часто используют длину волны электромагнитных колебаний, которая связана с линейной частотой зависимостью (9.4) где с – скорость света ( 3 108 м/c) Реже измеряют период электромагнитных колебаний T, связанный с линейной частотой обратной зависимостью:

(9.5) Таким образом, параметры F, Т и связаны между собой и при необходимости можно измерить любой из них. Приборы, измеряющие частоту сигнала, называются частотомерами, длину волны — волномерами, период — периодомерами. Так как все три параметра электрических сигналов являются важнейшими в электронных и телекоммуникационных системах, то приборы, используемые для частотно-временных измерений, образуют единый комплекс аппаратуры, позволяющей проводить измерения с непосредственной их привязкой к Государственному эталону частоты и времени, что гарантирует высокую точность измерений. Наряду с названными в соответствии с каталоговой классификацией приборами, частоту можно измерять осциллографическими (косвенными) методами, которые были рассмотрены ранее.

Спектр частот электромагнитных колебаний, используемый в электронике, простирается от долей герца до десятков гигагерц. Этот спектр условно можно разделить на два диапазона: низкие частоты, к которым относятся инфразвуковые — ниже 20 Гц, звуковые — 20 Гц... 20 кГц, ультразвуковые — 20... 200 кГц;

высокие частоты, к которым относятся собственно высокие — 200 кГц... 30 МГц, ультра- или сверхвысокие — выше 30 МГц.

В зависимости от участка спектра частот электромагнитных колебаний применяются различные методы измерения, которые подразделяются на низко- и высокочастотные. Приборы для измерения низких и высоких частот также называются низко- и высокочастотными.

При измерении низких (промышленных) частот (до 1000 Гц) широко используются электромеханические частотомеры на основе электромагнитной, электродинамической, ферродинамической, выпрямительной, вибрационной систем.

Электромеханические частотомеры имеют малые габаритные размеры, не требуют источников питания, недороги, однако имеют существенный недостаток — ограниченный диапазон измерения частот, поэтому используются в основном как контролирующие приборы.

Для измерения низких частот применяют осциллографические методы (методы сравнения), используемые чаще для градуировки шкал генераторов различных измерительных приборов. При реализации этого метода требуется генератор образцовой частоты более высокой точности и осциллограф. К осциллографическим методам относятся метод фигур Лиссажу, метод яркостной модуляции и метод использования калиброванной линейной развертки осциллографа. Все названные методы рассмотрены достаточно подробно ранее. Погрешность измерения третьим методом зависит от нелинейности развертывающего напряжения, а также от погрешности отсчета линейных размеров периода и качества фокусировки и яркости луча на экране осциллографа.В настоящие время для измерения низких частот широко используются электронные цифровые частотомеры (Ч3), практически вытеснившие конденсаторные частотомеры.

Цифровые частотомеры, в основу измерения которыми положен метод дискретного счета, характеризуются очевидными достоинствами:

1. высокой точностью измерений, т.е. малой относительной погрешностью измерения частоты (10 6...10 9);

2. возможностью успешного использования на низких и на высоких частотах (от десятых долей герц до сотен мегагерц);

3. исключением субъективной ошибки оператора;

4. возможностью обработки результатов измерения с помощью микропроцессора и персонального компьютера;

5. возможностью наряду с измерением частоты измерения периода повторения сигнала, отношения частот, длительности импульсов.

На рисунке 9.1 приведена упрощенная структурная схема цифрового частотомера и временные диаграммы, поясняющие его работу в режиме измерения частоты.

Рис. 9.1. Упрощенная структурная схема цифровою частотомера (а) и временные диаграммы, поясняющие его работу в режиме измерения частоты сигнала (б) При измерении частоты сигнала методом дискретного счета исследуемый сигнал с частотой Fx подается на входное устройство, в котором усиливается или ослабляется до значения, необходимого для работы блока формирования сигнала.

Поступающий в блок формирования 1 гармонический сигнал U1 преобразуется в последовательность коротких однополярных импульсов U2 со счетным периодом повторения Tx = 1/Fx. Передние фронты счетных импульсов практически совпадают с моментом перехода сигнала U1 через нулевое значение на оси времени при его возрастании. Затем счетные импульсы поступают на один из входов временного селектора (электронного ключа), а на другой его вход с выхода кварцевого генератора подаются импульсы прямоугольной формы, калиброванные по длительности, с периодом повторения T0Tx для последующего их формирования в блоке формирования 2.

Временной селектор открывается импульсом U3 и в течение времени его действия пропускает пакет импульсов U2 на вход счетчика. В результате на счетчик импульсов поступает n импульсов напряжением U1. То есть метод дискретного счета состоит в подсчете числа периодов измеряемой частоты Fx за известный высокостабильный интервал времени T0 В результате измерения получим (9.6) откуда (9.7) Из анализа формулы следует, что чем ниже значение измеряемой частоты Fx, тем больше должна быть погрешность. Поэтому для получения меньшей погрешности измерения низких частот увеличивается время измерения T0. Следовательно, измерение низких частот требует большего времени измерения.

Для варьирования T0 в составе делителя кварцевого генератора имеется декадный делитель частоты с коэффициентом д (каждая декада уменьшает частоту кварца F0 в десятки раз). Период импульсов на выходе блока формирования 2 и длительность строб импульса равны периоду сигнала на выходе делителя частоты, т.е.

(9.8) (9.9) Отношение F0/д изменяют варьированием д, т.е. за счет изменения числа декад делителя. Погрешность измерения частоты имеет систематическую и случайную составляющие. Систематическая составляющая обусловлена главным образом долговременной нестабильностью частоты кварцевого генератора F0, которую уменьшают термостатированием кварца или применением в генераторе термокомпенсирующих элементов. Погрешность за счет неточности установки частоты F0 уменьшают калиб ровкой генератора по сигналам эталонных значений частоты, передаваемых по радио или с помощью мобильных квантовых стандартов частоты. Относительная погрешность калибровки кварцевого генератора не превышает (1...5) 10 -10. В ряде случаев требуемая стабильность частоты достигается введением в генератор фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ).

Рассмотрим пример подсчета частоты сигнала цифровым частотомером. Частота кварцевого генератора F0 = 1 МГц, что соответствует T0=1/F0=1мкс. Предположим, что на счетчик за это время прошло 10 импульсов, тогда Fx=n/t0=10/10 6 c = 106 Гц = 10МГц.

Рис. 9.2. Упрощенная структурная схема цифрового частотомера (а) и временные диаграммы его работы в режиме измерения периода повторения сигнала (б) Диапазон измеряемых цифровым прибором частот ограничивается снизу погрешностью дискретизации, а сверху — быстродействием используемых счетчиков делителей. Верхний предел измерения в количественном выражении не превышает МГц. Расширения верхнего предела добиваются переносом измеряемой частоты в область более низких частот (гетеродинное преобразование).

В состав цифрового частотомера обязательно входит схема автоматического регулирования усиления (АРУ) и схема подавления внешних помех. Для обеспечения устойчивой работы частотомера в паспорте прибора приводится важный параметр — чувствительность (минимальное значение напряжения, при котором частотомер уже может измерить частоту). При меньшем значении напряжения измерение прекращается и показания счетчика (следовательно, и цифрового индикатора) обнуляются. Уровень значения напряжения входного сигнала также ограничивается максимальным значением, превышать которое нельзя. В противном случае частотомер «зависает», т.е. надолго перестает измерять. В связи с этим в приборе предусмотрены меры защиты от перегрузок.

Наличие в последних моделях цифровых частотомеров синтезаторов частот позволяет получать сигналы с дискретной сеткой частот. Программное управление синтезаторами частот и введение встроенных микропроцессоров открывает новые возможности таких приборов в части уменьшения погрешности измерения, расширения диапазона измеряемых частот и упрощения включения их в автоматизированные измерительные системы. Цифровые частотомеры способны измерять частоту гармонических и импульсных сигналов.

Измерение периода повторения сигнала методом дискретного счета рассмотрим на примере гармонического (синусоидального) сигнала.

В основу измерения периода Tx положен принцип заполнения его импульсами, следующими с известным периодом T0, задаваемым образцовым кварцевым генератором, и подсчет количества этих импульсов nх.

На рис. 9.2 приведена упрощенная структурная схема цифрового частотомера и временные диаграммы его работы в режиме измерения периода повторения сигнала.

Исследуемый синусоидальный сигнал U1 с периодом Tx после прохождения через входное устройство поступает на блок формирования 1, где преобразуется в последовательность коротких импульсов U2 (с тем же периодом), поступающих на устройство управления. В устройстве управления из поступивших импульсов формирует ся стробимпульс U3 прямоугольной формы с длительностью, равной измеряемому периоду Tx. Далее стробимпульс поступает на один из входов электронного ключа, на второй вход которого от кварцевого генератора подаются короткие импульсы U1 с известным высокостабильным образцовым периодом повторения T0 для последующего преобразования сигнала по форме в блоке формирования 2. Электронный nx ключ в течение времени длительности стробимпульса пропускает на счетчик счетных импульсов с напряжением U4. Очевидно, что измеряемый период прямо пропорционален количеству счетных импульсов пх и образцовому периоду повторения T (9.10) где tд – суммарная абсолютная погрешность дискретизации (tд = tн+t);

tн – погрешность дискретизации начала периода Tx;

t - погрешность дискретизации конца периода Tx.

Без учета погрешности tд в формуле число поступивших на счетчик импульсов nx, а измеряемый период прямо пропорционален nx, т.е.

(9.11) Число прошедших импульсов фиксируется в виде электрического кода, поступающего на цифровой индикатор, в котором показание соответствует измеряемому периоду Tx.

Погрешность измерения периода повторения сигнала зависит от стабильности частоты кварцевого генератора и от погрешности дискретизации.

Резонансный метод измерения частоты сигнала относится к высоко- и сверхвысокочастотным методам и заключается в сравнении измеряемой частоты fx с собственной резонансной частотой измерительной колебательной системы, в качестве которой используется колебательный контур или резонатор.

Приборы, принцип работы которых основан на этом методе, называются резонансными волномерами (реже — частотомерами), так как в большинстве случаев они измеряют длину волны.

На рис. 9.3 представлена упрощенная структурная схема резонансного волномера, которая состоит из входного устройства, колебательного контура с градуированным механизмом настройки и индикатора резонанса.

Рис. 9.3. Упрощенная структурная схема резонансного волномера В зависимости от диапазона частот конструкция колебательной системы различна:

на частотах 200 МГц применяются параллельные контуры с сосредоточенными параметрами, состоящие из катушки индуктивности и конденсатора переменной емкости;

на частотах 200...1000 МГц применяются контуры смешанного типа (емкость сосредоточена, а индуктивность распределена);

на частотах 1 ГГц применяются контуры с распределенными параметрами — отрезки коаксиальной, волноводной линий или объемные резонаторы.

Связь измерительного контура с источником измеряемой частоты должна быть слабой (рис. 9.4, а), что обеспечивает большую симметрию резонансной кривой и делает ее более острой, так как уменьшает вносимое в измерительный контур волномера затухание. При сильной связи (рис. 9.4, б) в контур частотомера вносится также добавочное реактивное сопротивление, что вызывает расстройку контура, и резонанс получается уже на другой частоте.

Рис. 9.4. Резонансные кривые при слабой (а) и сильной (б) связи измерительного контура с источником измеряемой частоты Рассмотрим работу резонансного волномера. Сигнал с измеряемой частотой fx возбуждает перестраиваемый колебательный контур через входное устройство и при резонансе fx=f0 резко увеличивает интенсивность и амплитуду колебаний. Момент резонанса регистрируется по индикатору резонанса, который связан с колебательным контуром, а значение измеряемой частоты отсчитывают по градуированной шкале механизма настройки.

Погрешность измерения составляет 10 % и зависит от точности настройки колебательного контура в резонанс, чувствительности индикатора, степени связи частотомера с источником измеряемой частоты, а также от температуры и влажности окружающей среды. Для уменьшения влияния параметров внешней среды колебательный контур помещают в термостат и герметизируют.

В качестве индикатора резонанса применяются механизм выпрямительной системы или электронный индикатор.

Достоинство резонансных волномеров — их простое устройство и удобство эксплуатации, а недостаток — трудоемкость измерения (продолжительность настройки колебательного контура в резонанс).

Последние разработки измерительных приборов на основе микропроцессорных контроллеров позволяют проводить измерения частоты сигнала, периода его повторения и других параметров на единой основе. Рассмотрим принцип работы измерителя частоты сигнала и интервалов времени со встроенным микропроцессором (рис. 9.5).

Центральным узлом структурной схемы является микропроцессорный контроллер (МПК), состоящий из вычислительного управляющего устройства, оперативного запоминающего устройства (ОЗУ), постоянного (программируемого) запоминающего устройства (ПЗУ).

Селектор прибора из входного сигнала формирует измеряемый интервал времени, а из сигнала образцовой частоты от кварцевого генератора – эталонный интервал времени, равный измеряемому с точностью до длительности периода сигнала образцовой частоты.

Рис. 9.5. Структурная схема измерителя частоты сигнала и интервалов времени со встроенным микропроцессором Блок регистров содержит основную часть счетчиков, дешифратор управления, который вырабатывает сигнал сброса регистров, установки в исходное состояние селектора, приема и выдачи информации. Схема совпадения выдает сигнал в момент переполнения счетчика. Сигнал с выхода схемы совпадения подготавливает окончание времени счета прибора. В данной схеме узел ЦАП предназначен для измерения уровня запуска прибора в режиме ручного управления и для установки требуемого уровня запуска в режиме дистанционного управления прибором.

Блок управления и индикации предназначен для управления работой блока индикатора и преобразования командных сигналов, поступающих с МПК, в управляющие сигналы прибора. Он содержит цифровой индикатор и клавиатуру для ввода данных.

Интерфейс обеспечивает работу прибора в системах с каналом общего пользования (КОП). Блок питания вырабатывает необходимые питающие напряжения. Синтезатор частоты с кварцевым генератором является источником стабильных гармонических колебаний разной частоты.

Технические характеристики МПК определяются параметрами стандартных современных отечественных или иностранных микропроцессоров и КМОП интегральных микросхем, на которых построено большинство устройств сопряжения. МПК подключается к устройству памяти непосредственно через приборную магистраль, а к другим устройствам измерительного прибора — иногда через приборную магистраль и блок управления.

В приборе предусмотрен режим самоконтроля путем измерения частоты или периода собственного образцового сигнала с частотой 100 МГц от кварцевого генератора.

Для обеспечения внутренних связей и подключения к внешним устройствам (например к компьютеру) в описываемом приборе имеются цифровые магистрали трех видов: шина управления (ШУ), адресная шина (ША) и шина данных (ШД).

К основным метрологическим характеристикам частотомеров, которые необходимо знать при выборе прибора, относятся следующие:

диапазон измерения частот;

• чувствительность — минимальное напряжение (мощность), при котором • может работать прибор;

допустимая погрешность измерения.

• 9.3. Измерение фазового сдвига Единицами измерения фазового сдвига являются радиан и градус:

(9.12) В каталоговой классификации электронные измерители разности фаз и группового времени запаздывания обозначаются следующим образом: Ф1 — образцовые приборы, Ф2 — фазометры, ФЗ — измерительные фазовращатели, Ф4 — измерители группового времени запаздывания, Ф5 — измерители корреляции.

Электромеханические фазометры на лицевой панели имеют знак.

Фаза характеризует состояние гармонического процесса в данный момент времени:

(9.13) Фазой называется весь аргумент синусоидальной функции (t+), Обычно измерение производится для колебаний одной и той же частоты:

(9.14) В этом случае фазовый сдвиг:

(9.15) Для упрощения принимают начальную фазу одного колебания за нуль (например 2), тогда =1.

Приведенное понятие фазового сдвига относится только к гармоническим сигналам. Для негармонических (импульсных) сигналов применимо понятие временного сдвига (время задержки tз), диаграммы которого приведены на рис. 9.6.

Рис. 9.6. Диаграммы напряжений с временным сдвигом Измерение фазового сдвига широко используется на промышленных и сверхвысоких частотах, т.е. во всем диапазоне частот.

Фазовый сдвиг возникает, например, между входным и выходным напряжениями четырехполюсника, а также в силовых цепях переменного тока между током и напряжением и определяет коэффициент мощности (cos ), следовательно, и мощность в исследуемой цепи.

Для измерения фазового сдвига на промышленных частотах широко используют электромеханические фазометры электродинамической и ферродинамической систем.

Недостатками таких фазометров являются сравнительно большая потребляемая мощность от источника сигнала и зависимость показаний от частоты. Относительная приведенная погрешность электромеханических фазометров — не более В зависимости от требуемой точности измерения фазового сдвига и частоты сигнала применяют один из следующих методов: осциллографические (один из трех), компенсационный, электронный метод дискретного счета, метод преобразования фазового сдвига в импульсы тока, метод измерения с использованием фазометров на основе микропроцессорной системы, метод преобразования частоты сигнала.

Осциллографические методы, в свою очередь, разделяются на три: линейной развертки, синусоидальной развертки (эллипса) и круговой развертки.

Для реализации метода линейной развертки используют двухканальный или двухлучевой осциллограф (или однолучевой осциллограф с электронным коммутатором).

На экране получается изображение синусоидальных сигналов (рис. 9.7).

Рис. 9.7. Осциллограммы двух синусоидальных сигналов при измерении фазового сдвига методом линейной развертки Сигналы u1(t) и и2 (t) подаются на входы Y1 и Y2 осциллографа. Для обеспечения неподвижности осциллограмм необходимо синхронизировать развертку одним из исследуемых сигналов.


По измеренным отрезкам 0а и 0b рассчитывается фазовый сдвиг из соотношения (9.16) откуда (9.17) Метод линейной развертки позволяет определить знак фазового сдвига, охватывает полный диапазон его измерения — 0...3600. Погрешность метода составляет и определяется нелинейностью развертывающего напряжения, неточностью измерения линейных размеров отрезков и, качеством фокусировки и яркости луча (т.е. умением оператора).

Метод синусоидальной развертки реализуется с помощью однолучевого осциллографа. Исследуемые сигналы с напряжением u1(t) и и2 (t) подаются на входы X и Y осциллографа при выключенном внутреннем генераторе линейной развертки. На экране появится фигура в виде эллипса (рис. 9.8), форма которого зависит от фазового сдвига между двумя напряжениями и их амплитуд. Фазовый сдвиг определяется по формуле (9.18) Рис. 9.8. Результирующая осциллограмма при измерении фазового сдвига методом синусоидальной развертки Для уменьшения погрешности перед измерением выравнивают амплитуды Xm и Ym плавным их регулированием по каналам Y и X.

Метод синусоидальной развертки позволяет измерять фазовый сдвиг в пределах от 0...180 без определения знака.

Погрешность измерения методом синусоидальной развертки (методом эллипса) зависит от точности измерения отрезков, входящих в уравнение, от качества фокусировки и яркости луча на экране ЭЛТ. Эти причины оказывают заметное влияние при фазовом сдвиге, близком к нулю и к 90°.

Оба рассмотренных метода являются косвенными и достаточно трудоемкими.

Метод круговой развертки — наиболее удобный осциллографический метод измерения фазового сдвига. При этом определяется знак фазового сдвига во всем диапазоне измерения угла (0...3600). Погрешность измерения постоянна во всем диапазоне.

Рис. 9.9. Структурная схема реализации метода круговой развертки (а), отсчет угла ( б ) и эпюры синусоидальных сигналов ( в ) при измерении фазового сдвига На входы X и Y осциллографа подаются синусоидальные сигналы с напряжением U1 и U3, сдвинутые относительно друг друга на 90° с помощью фазовращателя, состоящего из резистора и конденсатора. При равенстве сопротивлений плеч амплитуды напряжений U1 и U3 также равны и на экране будет наблюдаться осциллограмма в виде круга (рис. 9.9, б).

Сравниваемые сигналы u1(t) и u2(t) подаются на входы двух одинаковых формирователей, которые преобразуют синусоидальные напряжения в последовательность коротких однополярных импульсов с напряжением U4 и U5 (рис. 9.9, в) с крутыми фронтами. Начала импульсов совпадают с моментом перехода синусоид через ось времени при их возрастании. Сигналы с напряжением U4 и U5 поступают на ло гическую схему ИЛИ, где суммируются, и на выходе появляется последовательность импульсов с напряжением U6, которые подаются на управляющий электрод (модулятор) трубки, управляя яркостью луча в точках 1 и 2, и на окружности в точках 1 и наблюдаются точки повышенной яркости.

Фазовый сдвиг между сигналами происходит следующим образом (см. рис. 9.9, б).

При измерении центр прозрачного транспортира совмещают с центром круга, полная длина окружности которого соответствует 360°. За период T исследуемых сигналов с напряжением U1 и U2 электронный луч описывает круг. Дугу между точками 1 и 2, длина которой равна некоторому углу, луч описывает за время задержки этих сигналов:, откуда Абсолютная погрешность измерения методом круговой развертки достигает 2...5° и зависит от точности определения центра круга, точности измерения фазового сдвига с помощью транспортира и от степени идентичности порога срабатывания обоих формирователей.

Компенсационный метод (метод наложения) реализуется с помощью осциллографа. Схема метода приведена на рис. 9.10, а Рис. 9.10. Схема реализации компенсационного метода (а) и осциллограмма (о) при измерении фазового сдвига Сигналы с напряжением U1 и U2 подаются на входы Y и X осциллографа, причем на вход Y — через градуированный фазовращатель, а на вход X подается непосредственно.

Фазовый сдвиг между исследуемыми напряжениям U1 и U2 определяется путем изменения фазы сигнала с напряжением U3 фазовращателем до тех пор, пока на экране не появится прямая наклонная линия (рис. 9.10, б), что свидетельствует о равенстве фаз обоих сигналов. Определяемый фазовый сдвиг отсчитывают по шкале фазовращателя относительно первичного положения, соответствующего повороту фазы на 180°. Для уменьшения погрешности измерения необходимо произвести коррекцию фазовых сдвигов, создаваемых усилителями каналов вертикального и горизонтального отклонения луча осциллографа. Эта процедура осуществляется в той же последовательности, что и при измерении фазового сдвига методом синусоидальной раз вертки (см. рис. 9.8). В качестве индикатора нуля можно использовать электронный вольтметр.

Погрешность измерения компенсационным методом небольшая (0,2...0,5°) и определяется главным образом качеством градуировки фазовращателя.

Компенсационный метод применяют и в диапазоне СВЧ при измерении фазового сдвига, вносимого каким-либо элементом, дополнительно включаемым в тракт СВЧ (фильтром, отрезком волновода). Структурная схема измерения фазового сдвига компенсационным методом представлена на рис. 9.11.

Рис. 9.11. Структурная схема измерения фазового сдвига в диапазоне СВЧ компенсационным методом Процесс измерения производится в следующем порядке. При отключенном исследуемом элементе Z СВЧ-тракт на выходе фазовращателя замыкают заглушкой накоротко. При включении генератора в тракте устанавливается стоячая волна.

Поскольку минимум стоячей волны более резко выражен, чем максимум, то настройкой фазовращателя так перемещают узел стоячей волны относительно поперечной плоскости расположения зонда, чтобы выпрямительный прибор (миллиамперметр) показал минимум, и отмечают показания 1 фазовращателя. Затем между фазовращателем и заглушкой включают исследуемый элемент Z, создающий смещение узла напряжения стоячей волны, и снова фазовращателем добиваются минимального показания инди катора, которое составит 2 при отсчете по шкале фазовращателя.

Фазовый сдвиг, вносимый исследуемым элементом Z в СВЧ-тракт, определяется по формуле:

(9.19) Вместо фазовращателя и зонда в рассматриваемой схеме может быть использована измерительная линия. Описанный компенсационный метод является косвенным.

Двухканальный фазометр позволяет измерить фазовый сдвиг непосредственно.

Принцип работы двухканального фазометра основан на преобразовании фазового сдвига в импульсы прямоугольной формы. Структурная схема двухканального фазометра, временные диаграммы сигналов, поясняющие его работу, и график зависимости показаний индикатора относительного представлены на рис. 9.12.

Рис. 9.12. Структурная схема двухканального фазометра (а), временные диаграммы сигналов, поясняющие его работу (б) и график зависимости показаний индикатора относительно (в) Фазометр состоит из преобразователя во временной сдвиг равный искомому фазовому сдвигу и измерительного индикатора. Преобразователь состоит из двух одинаковых формирователей сигнала и сумматора, в качестве которого используется триггер.

Исследуемые сигналы с напряжением U1 и U2 с фазовым сдвигом подаются на входы двух одинаковых формирователей, которые преобразуют поступившие синусоидальные сигналы в последовательность коротких импульсов с напряжением U3 и U4. Импульсы с напряжением U3 запускают триггер, а импульсы с напряжением U устанавливают его в исходное положение. В итоге на выходе образуется периодическая последовательность импульсов, период повторения и длительность которых равны периоду повторения Т и сдвигу во времени исследуемых сигналов с амплитудой Im.

В качестве измерительного индикатора чаще всего используется микроамперметр магнитоэлектрической системы, показания которого пропорциональны среднему значению силы тока за период повторения сигнала T.

Как видно из временной диаграммы I=f(t) (см. рис. 9.12, б), в цепи измерительного прибора получаются прямоугольные импульсы длительностью. Следовательно, среднее за период значение силы тока, протекающего через приборы, пропорционально удвоенному относительному временному интервалу:

откуда Из графика (см. рис. 9.12, б) следует, что фазовый сдвиг между исследуемыми сигналами с напряжением U1 и U2 соответствует временному сдвигу и может быть выражен формулой:

(9.20) из которой следует что фазовый угол линейно зависит от отношения.

(9.21) Получаем:

(9.22) При постоянном значении амплитуды выходных импульсов шкала индикатора, измеряющего среднее значение силы тока I0, градуируется в значениях. При этом шкала индикатора фазометра будет линейной. Достоинством двухканального фазометра является прямое измерение в диапазоне.

Электронный метод дискретного счета положен в основу работы цифрового фазометра и состоит из двух основных этапов: преобразование фазового сдвига в соответствующий интервал времени и измерение этого интервала времени методом дискретного счета.

Упрощенная структурная схема цифрового фазометра и временные диаграммы, поясняющие его работу, представлены на рис. 9.13.

Вырабатываемый кварцевым генератором синусоидальный сигнал подается на блок формирования, на выходе которого образуются счетные импульсы, поступающие на один вход временного селектора. На другой его вход поступает преобразованная последовательность импульсов длительностью с периодом повторения исследуемых сигналов Т. Селектор открывается только на время, равное длительности импульсов с напряжением U3 и пропускает на счетчик импульсы с напряжением U4 от генератора.


Временной селектор формирует пакеты импульсов с напряжением U5 (не изменяя периода T), поступающих на счетчик в одном пакете.

(9.23) где T0 - период повторения счетных импульсов кварцевого генератора.

Рис. 9.13. Структурная схема фазометра при измерении фазового сдвига методом дискретного счета (а), и временные диаграммы сигналов, поясняющие его работу (б) Подставив в формулу соотношение для, определяем для сигналов с напряжением U1 и U2:

(9.24) Общая погрешность измерения этим методом зависит от погрешности дискретности, которая связана с тем, что интервал t измеряется с точностью до одного периода T0 и от нестабильности времени срабатывания преобразователя.

Большими возможностями обладают фазометры со встроенным микропроцессором, которыми можно измерять фазовый сдвиг между двумя периодическими сигналами за любой выбранный период.

На рисунке 9.14 представлена структурная схема фазометра со встроенным микропроцессором и временные диаграммы сигналов, поясняющие его работу.

После входного устройства синусоидальные сигналы с напряжением и поступают на входы импульсного преобразователя, в котором преобразуются в короткие импульсы с напряжением и. С помощью первой пары данных импульсов формирователь 1 вырабатывает импульс с напряжением U длительностью которая равна временному сдвигу сигналов с напряжением U1 и U2.

Этим импульсом открывается временной селектор 1, и в течение его действия на вход счетчика 1 проходят счетные импульсы с периодом повторения T0, которые вырабатываются микропроцессором. Прошедший на вход счетчика 1 пакет импульсов с напряжением U1 показан на рис. 9.14, б. Число импульсов в пакете выражается формулой (9.25) Одновременно с этим формирователь 2 вырабатывает импульсы с напряжением U5, с длительностью, равной периоду повторения исследуемых сигналов с напряжением U1 и U2, Этот импульс открывает селектор 2 (на время своего действия) и пропускает от микропроцессора на счетчик 2 пакет импульсов с напряжением U6 и с периодом T0, число которых в пакете составляет (9.26) Рис. 9.14. Структурная схема фазометра со встроенным микропроцессором (а) и временные диаграммы сигналов, поясняющие его работу, (б) Для определения искомого значения фазового сдвига за выбранный период повторения сигнала Т необходимо найти (9.27) затем с учетом основной формулы (9.28) умножить это от ношение на 360°:

(9.29) Данное вычисление выполняется микропроцессором, на который передаются вырабатываемые счетчиками 1 и 2 коды чисел n и N. При соответствующей программе микропроцессора на дисплее высвечивается значение фазового сдвига для любого выбранного периода Т. Благодаря сравнению таких сдвигов в разных периодах появляется возможность наблюдать флуктуации и оценивать их статические параметры, к которым относятся математическое ожидание, дисперсия, среднеквадратичное отклонение, измеренное среднее значение фазового сдвига.

При измерении фазометром со встроенным микропроцессором среднего значения фазового сдвига за заданное количество К периодов Т в счетчиках 1 и накапливаются коды числа импульсов, поступивших на их входы за K периодов, т.е.

кодов чисел nK и NK соответственно, передаваемых в микропроцессор.

Малую погрешность измерения данным фазометром можно получить только на достаточно низкой частоте исследуемых сигналов. Расширить частотный диапазон позволяет предварительное (гетеродинное) преобразование сигналов.

К основным метрологическим характеристикам фазометров, которые необходимо знать при выборе прибора, относятся следующие:

назначение прибора;

• диапазон измерения фазового сдвига;

• частотный диапазон;

• допустимая погрешность измерения.

9.4. Измерение коэффициента нелинейных искажений Для низкочастотных измерительных генераторов особенно важно иметь малый коэффициент нелинейных искажений (коэффициент гармоник г), так как при снятии различных характеристик низкочастотных устройств на их вход желательно подавать колебания, близкие по форме к синусоиде, т.е. без гармоник. Искажения возникают, главным образом, вследствие прохождения сигнала в усилительных и детекторных каскадах из-за нелинейности их вольт-амперных характеристик (ВАХ) при работе диодов и транзисторов на нелинейном участке ВАХ.

В результате в сигнале появляются новые (дополнительные) высшие гармонические составляющие, вызывающие искажение синусоидальной формы:

(9.30) Для количественной оценки искажений используют специальные аналоговые и цифровые приборы — измерители нелинейных искажений (С6 по каталоговой классификации).

Коэффициент гармоник г представляет собой отношение среднеквадратичного значения всех высших гармоник (начиная со второй) напряжения или силы тока к среднеквадратичному значению напряжения или силы тока первой гармоники.

(9.31) Упрощенная структурная схема измерителя нелинейных искажений представлена на рис. 9.15. Принцип действия измерителя основан на сравнении среднеквадратичного значения напряжения высших гармоник, начиная со второй, со среднеквадратичным значением всего исследуемого напряжения.

Рис. 9.15. Структурная схема измерителя нелинейных искажений (коэффициента гармоник) Принцип действия прибора основан на подавлении первой гармоники с помощью активного режекторного фильтра и измерении среднеквадратичного значения напряжения высших гармоник.

Исследуемый сигнал подается на входное устройство, служащее для согласования входного сопротивления прибора с источником измеряемого сигнала. Перед измерением прибор должен быть калиброван ( ). С помощью усилителя значение измеряемого напряжения доводят до фиксированного уровня по индикатору (когда г=100%), при котором индикатор среднеквадратичного значения электронного вольтметра будет градуирован в значениях коэффициента г. Вольтметр измеряет среднеквадратичное значение напряжения исследуемого сигнала: (9.32) После проведения калибровки переключатель SA переводят в положение «Измерение» и настраивают активный режекторный фильтр на достаточно равномерное пропускание напряжений всех высших гармоник и подавление напряжения 1-й (основной) гармоники путем дискретной и плавной установки его частоты U1. Признаком полного подавления 1-й гармоники является минимальное показание индикатора, которое соответствует среднеквадратичному значению суммы всех высших гармоник:

(9.33) При нелинейных искажениях меньше 10% (что обычно и бывает на практике), например в измерительных усилителях г 1...2%, а в обычных усилителях г 7...8%, коэффициент гармоник может быть найден по приближенной формуле:

(9.34) Коэффициент гармоник г связан с коэффициентом :

(9.35) которой следует пользоваться в том случае, когда (9.36) Прибор содержит внутренний генератор с перестраиваемой частотой (плавно и дискретно). Для ослабления влияния сетевых помех при измерениях выше 1 кГц предусмотрен фильтр верхних частот с частотой среза 1 кГц.

Для повышения точности измерения используют электронный вольтметр высокой чувствительности типа У—Д, который в измерителе г может применяться не только для определения нелинейных искажений, но и для измерения напряжений звуковой частоты в режиме «Вольтметр».

Погрешность измерения г аналоговым прибором лежит в границах 0,1...5%.

К достоинствам аналоговых измерителей г следует отнести прямой отсчет;

к недостаткам — трудоемкость и относительно большую погрешность измерения.

В цифровых измерителях г погрешность снижена, измерения проводятся автоматически, за счет чего достигается высокая скорость измерения.

К основным метрологическим характеристикам измерителей нелинейных искажений (коэффициента гармоник), которые необходимо знать при выборе прибора, относятся следующие характеристики:

1. диапазон частот основной гармоники;

2. диапазон измерения коэффициента гармоник;

3. диапазон входных напряжений;

4. допустимая погрешность измерений;

5. входной импеданс;

6. диапазон измеряемых напряжений;

7. диапазон частот электронного вольтметра;

8. приведенная относительная погрешность электронного вольтметра.

9.5. Измерение амплитудно-частотных характеристик четырехполюсников При контроле технического состояния электронных устройств важное место занимает измерение частотных характеристик различных их узлов, а именно АЧХ.

В электронике широко используют линейные четырехполюсники, АЧХ которых определяется зависимостью модуля коэффициента передачи от частоты сигнала.

Коэффициент передачи в цепях с сосредоточенными постоянными представляет собой отношение комплексных амплитуд выходного и входного гармонических напряжений одной частоты при условии отсутствия отражения на входе, как показано на схеме четырехполюсника (рис. 9.16):

(9.37) Если U2U1 то происходит ослабление сигнала при прохождении его через четырехполюсник (в этом случае — пассивный), а коэффициент передачи.

Рис.9.16. Схема четырехполюсника Если U2U1, то сигнал усиливается, четырехполюсник является активным, а.

Значения коэффициента передачи четырехполюсника и частоты сигнала, на которой проводится его измерение, образуют точку в системе соответствующих координат, а совокупность таких же точек образуют АЧХ в рассматриваемом частотном диапазоне.

Измерения параметров АЧХ четырехполюсника выполняются одним из двух методов: снятием зависимости модуля коэффициента передачи от частоты по точкам с последующим интерполированием кривой АЧХ;

получением панорамного изображения АЧХ с использованием генератора качающейся частоты и индикатора.

На практике при исследовании четырехполюсников определяют чаще всего АЧХ (рис. 9.17), которая отражает его свойства в исследуемой полосе частот — полосе пропускания, в которой модуль коэффициента передачи не должен быть меньше 0,7max.

Полоса пропускания линейного четырехполюсника ограничивается нижней fн и верхней fв частотой, поэтому его ширина составляет (9.38) Рис. 9.17. АЧХ четырехполюсника Метод снятия АЧХ по точкам реализуется с помощью диапазонного генератора синусоидального сигнала и вольтметра (рис. 9.18). Изменяя частоту гармонических колебаний в исследуемой полосе частот, измеряют вольтметром напряжение на выходе проверяемого четырехполюсника при постоянстве значения входного напряжения.

По результатам измерений графически строят АЧХ. Рассмотренный метод имеет ряд недостатков: трудоемкость измерения, связанная со снятием АЧХ по точкам, количество которых прямо пропорционально требуемой точности измерения;

влияние длительных измерений на характер кривой АЧХ, изменения температуры окружающей среды и питающего напряжения, которые искажают достоверную кривую (рис. 9.19, а);

возможность пропуска резких изменений кривой в промежутках между точками (рис.

9.19, б) из-за дискретности воспроизведения АЧХ.

Рис. 9.18. Структурная схема соединения приборов при снятии АЧХ четырехполюсника по точкам Рис. 9.19. Достоверная кривая АЧХ четырехполюсника (а) и кривая, снятая по точкам (б) Метод получения панорамного изображения лежит в основе работы специальных панорамных приборов — характериографов (ХI по каталоговой классификации). Этот метод лишен недостатков, присущих методу снятия АЧХ по точкам, но имеет меньшую точность измерения из-за короткого времени измерения в каждой точке кривой АЧХ.

Структурная схема простейшего измерителя АЧХ (рис. 9.20) состоит из генератора качающейся частоты (ГКЧ), частота которого плавно изменяется по определенному закону в рассматриваемой полосе частот, и индикатора, воспроизводящего кривую АЧХ.

В качестве индикатора обычно используется осциллограф.

Рис. 9.20. Структурная схема простейшего измерителя АЧХ Сигнал с ГКЧ подается на вход исследуемого четырехполюсника. Поскольку модуль коэффициента передачи четырехполюсника зависит от частоты сигнала на входе, то на его выходе сигнал изменяется по амплитуде. Огибающая этого сигнала, выделяемая детектором, который входит в состав индикатора, управляет отклонением луча индикатора по вертикали, изображая кривую АЧХ. Одновременно блок модулирующего напряжения синхронизирует работу ГКЧ и индикатора и управляет частотой ГКЧ и отклонением луча индикатора по горизонтали.

В рассмотренном измерителе АЧХ горизонтальное отклонение луча на экране индикатора соответствует частоте на входе исследуемого четырехполюсника, а вертикальное — значению модуля коэффициента передачи на этой частоте. В результате на экране автоматически воспроизводится кривая АЧХ исследуемого объекта.

Форма модулирующего напряжения в этом случае может быть любой, но чаще применяется пилообразное напряжение, обеспечивающее одинаковую яркость всех участков АЧХ. Важно, чтобы закон изменения частоты совпадал с законом отклонения луча индикатора по горизонтали — только при этом условии создается линейный ча стотный масштаб.

Для обеспечения отсчета частоты формируется система частотных меток, которые получают в результате детектирования сигнала, прошедшего через резонансный частотомер, либо смешиванием сигналов ГКЧ и встроенного кварцевого генератора.

Измерение модуля коэффициента передачи основано на методе замещения. Для этого перед началом измерения прибор калибруется сигналом, подаваемым с ГКЧ непосредственно на индикатор, а имеющийся на выходе ГКЧ аттенюатор устанавливается в положение максимального ослабления, условно принимаемого за нуль. После подключения четырехполюсника восстанавливают показания индикатора, которые соответствовали его положению при калибровке, изменяя ослабление аттенюатора ГКЧ, определяют ослабление или усиление четырехполюсника. При заранее калиброванной шкале осциллографического индикатора также можно провести измерение АЧХ, не отключая четырехполюсник.

Для повышения качества измерений и расширения функциональных возможностей прибора в структурную схему панорамного измерителя АЧХ вводятся дополнительные узлы (рис. 9.21).

Центральным узлом измерителя АЧХ является ГКЧ, который в зависимости от предъявляемых к нему требований выполняется в двух вариантах. Для получения большой выходной мощности и малых нелинейных искажений колебания вырабатываются непосредственно задающим автогенератором качающейся частоты.

Для обеспечения широкого диапазона частот без разделения его на поддиапазоны ис пользуется принцип смешивания сигналов фиксированной и перестраиваемой частоты.

В целях обеспечения постоянства значения выходного сигнала во всем диапазоне качания частоты предназначен блок автоматического регулирования амплитуды. Одновременно часть сигнала с ГКЧ поступает на блок частотных меток, который вырабатывает целый спектр калибровочных меток в границах рабочего диапазона ГКЧ. При совпадении частоты ГКЧ с любой из калибровочных частот образуются сигналы, подаваемые в индикатор. Эти сигналы наблюдаются на экране в виде амплитудных меток.

Для получения калиброванного изменения напряжения на выходе ГКЧ предназначен аттенюатор.

В измерителе АЧХ может использоваться детекторная головка одного или двух видов: высокоомные — для измерения сигнала с минимальным влиянием на четырехполюсник;

согласованные детекторные — для измерения на выходе согласо ванных трактов. Эти головки содержат детектор и нагрузочное сопротивление;

проходные детекторные — для измерения сигнала на выходе измерителя АЧХ или в согласованных трактах без нарушения их однородности.

При исследовании АЧХ высокоселективных устройств возникает потребность наблюдения одновременно на экране измерителя больших перепадов уровня сигнала. В таких случаях между детекторной головкой и индикатором включаются широкополосные логарифмические усилители.

Рис. 9.21. Структурная схема панорамного измерителя АЧХ В качестве индикатора чаще всего используется дисплей. В зависимости от скорости качания частоты ГКЧ выбирают дисплеи с нормальным или длительным послесвечением, с электромагнитным или с электростатическим управлением луча.

На уменьшение погрешности измерения АЧХ и увеличение разрешающей способности прибора оказывают влияние размеры рабочей части дисплея. Для получения двух или более кривых АЧХ используют многоканальный индикатор, что заметно расширяет функциональные возможности таких приборов, как характериографы. В отечественной каталоговой классификации они обозначаются XI.

В зависимости от ширины полосы качания характериографы подразделяются на узкополосные, широкополосные и комбинированные.

Узкополосные характериографы обеспечивают полосу качания, составляющую доли и единицы процента центральной частоты;

широкополосные имеют полосу качания, составляющую полный диапазон частот прибора;

комбинированные объединяют в себе функции узкополосных и широкополосных.

Характериографы классифицируются еще по нескольким параметрам: по допустимым значениям основных частотных и амплитудных параметров — на классы точности;

числу одновременно исследуемых АЧХ — одно- и многоканальные;

динамическому диапазону воспроизведения АЧХ — с линейным и логарифмическим масштабом по амплитуде.

Использование в составе характериографов встроенного микропроцессора (рис.

9.22) позволяет повысить уровень их автоматизации. Такие приборы способны выполнять следующие функции: замена жесткой логики на программную, в результате чего прибор со встроенным микропроцессором при прочих равных условиях имеет меньшие габаритные размеры и более высокую надежность;

обеспечение диалога оператора с прибором и представление измерительной информации в более удобном цифровом виде;

обеспечение контроля правильности действия оператора и самоконтроля прибора, что повышает производительность и снижает ошибки в работе оператора;

организация интерфейса, что позволяет применять измеритель в составе больших автоматизированных измерительных систем;

уменьшение погрешности измерений за счет учета при вычисле нии результата измерения факторов, влияющих на точностные характеристики измерителя АЧХ.

Рис. 9.22. Структурная схема характериографа со встроенным микропроцессором Микропроцессор выполняет функции управления характериографом и обработки измерительной информации и решает следующие задачи управления: установка поддиапозонов частот и перестройка частоты в полосе качания;

запуск частотомера;

установка коэффициента передачи управляемого усилителя;

установка поддиапозона детектора;

индикация результатов измерения и функционирования измерителя.

На основе поступающей в микропроцессор информации об уровне выходного сигнала с аттенюатора, о частоте выходного сигнала с частотомера и уровне измеряемого сигнала с детектора производится расчет параметров АЧХ исследуемого четырехполюсника. Одновременно обеспечивается линеаризация частотного масштаба и осуществляется коррекция неравномерности собственно АЧХ, что снижает погрешность измерения. При работе на малых уровнях сигнала для уменьшения влияния шумов и помех предусмотрен режим многократной выборки и усреднения результатов измерения.

Прибор управляется через устройство сопряжения с помощью клавиатуры на передней панели прибора по двенадцатиразрядной информационной шине, трехразрядной шине управления и трехразрядной адресной шине.

Литература: [1], c. 127 - 160;

[2], с. 179-182.

Тема 10. Измерение параметров и характеристик электрорадиотехнических цепей и компонентов 10.1. Общие сведения С точки зрения соотношения размеров цепей и рабочей длины волны электрических колебаний различают цепи с сосредоточенными и распределенными постоянными (параметрами).

Цепи с сосредоточенными постоянными — это цепи, физические размеры которых много меньше рабочей длины волны колебаний. Их характеристики фактически не зависят от конфигурации выводов пассивных и активных элементов и размеров соединительных проводов.



Pages:     | 1 | 2 || 4 | 5 |
 





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.