авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:     | 1 ||

«Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования «Ярославский государственный университет им. П.Г. Демидова» ...»

-- [ Страница 2 ] --

а) 1 ГГц б) 10 ГГц Рис. 2.2. Предельный уровень СПМ фазовых флуктуаций выходного сигнала СЧ-ИФАПЧ Расчеты синтезаторов частот на основе однокольцевых структур показывают, что реализация больших коэффициентов деления в любом случае может привести к недопустимому уровню фазового шума синтезируемого сигнала. Примером могут служить предельные уровни СПМ фазовых флуктуаций сигналов синтезаторов частот различных частотных диапазонов, обусловленные фазовым шумом цифровых модулей. В качестве примера на рис. 2.2 представлены предельно достижимые уровни СПМ фазовых флуктуаций сигналов СЧ-ИФАПЧ с частотой 1 ГГц (рис.2.2а) и с частотой 10 ГГц (рис. 2.2б). Здесь Fш – шаг частотной сетки, полоса единичного усиления кольца ИФАПЧ определяется как 0.1 Fш (для расчётов использовались данные на микросхему HMC702LP5E компании Hittite).

Можно выделить три направления реализации наиболее оптимальной структуры синтезаторов частот.

1. Применение колец высокого порядка.

Сократить ошибку фильтрации (2.14), вызванную отклонением параметров реализованной структуры СЧ по отношению к оптимальным структурам с учётом фликкерных компонент воздействий и эффектом умножения фазовых флуктуаций возмущений опорного канала, можно с помощью применения в составе СЧ колец более высокого порядка. При этом порядок астатизма, число форсирующих звеньев кольца, полоса единичного усиления и показатель колебательности остаются прежними.

Такое решение позволит сократить ошибку фильтрации, уменьшить ПОЧ, ПОФ формируемого сигнала, уровень паразитных дискретных составляющих, которые появляются в спектре сигнала в результате импульсного характера работы системы и неидеальности генераторов тока аналоговой части ИЧФД3 [3, 25, 27]. Передаточная функция петлевого фильтра кольца n порядка с астатизмом 2-го порядка имеет вид 1 jT K ф j (2.15), n jT2 1 jTфi i где T1, T2, Tфi – постоянные петлевого фильтра;

n – порядок фильтра.

Наибольший вклад в ошибку фильтрации вносит отклонение параметров физически реализуемой структуры и эффект умножения фазовых флуктуаций возмущений опорного канала. Результаты оценки ошибки фильтрации вследствие изменения полосы единичного усиления кольца по сравнению с оптимальной без учёта умножения фазовых флуктуаций возмущений опорного канала приведены на рис. 2.3а для возмущений опорного канала, на рис. 2.3б – для возмущений в канале управления. Здесь же приведены результаты для колец высокого порядка в предположении равенства полос единичного усиления и показателя колебательности.

На рисунке 2.3 приняты следующие обозначения:, ог,, пг – среднеквадратические отклонения оценки полезного сигнала, полученные о о на этапе параметрического синтеза,, ог,, пг – оптимальные значения среднеквадратических оценок полезного сигнала, полученные на этапе структурного синтеза с применением винеровской фильтрации, fс – полоса единичного усиления разомкнутого кольца ИФАПЧ.

а б Рис. 2.3. Зависимости нормированных СКО ошибки фильтрации от полосы единичного усиления кольца ИФАПЧ Применение колец высокого порядка позволяет сократить ошибку фильтрации возмущений опорного канала до 1 дБ.

Для оценки фильтрующих свойств колец различного порядка определим значения интегралов Qik и Qik, используемых для вычисления ПОФ и ПОЧ (2.12, 2.13) сигнала СЧ-ИФАПЧ с астатизмом 2-го порядка.

Часть интегралов (2.12, 2.13) можно найти аналитически, используя результаты работы [84]. В этом случае нижний и верхний предел равны минус и плюс бесконечности соответственно. Результаты аналитического решения интегралов (2.12, 2.13) для СЧ, реализованных с помощью колец ИФАПЧ 2-го, 3-го и 4-го порядков, приведены в приложении. Для ог удобства введём следующие отношения: k 2,3 – отношение Q01 кольца 2-го пг пг порядка к Q01 кольца 3-го порядка;

k 2,3, 2, k2,3, 4 – отношение Q22, Q кольца 2-го порядка к Q22, Q42 кольца 3-го порядка соответственно.

Используя частотные методы анализа и синтеза систем автоматического регулирования [85-87], получим следующие оценки введённых отношений:

N M M 2 1 2 M M 2 M M 2 ог ог k 2, 3 k 2, 4, (2.16) N M 1 M M 1 M M M 2 2 пг пг k 2,3,2 k 2, 4, 2, (2.17) M k 4 M 2 M M 2 пг пг, k 2,3,4 (2.18) 2, 4, M M 1 где M – показатель колебательности.

Результаты численного расчёта отношений (2.16 – 2.18) для разных порядков колец указывают на справедливость полученных оценок в области больших значений коэффициента деления (рис. 2.4 – 2.6).

Значения полос практически не зависят от порядка кольца, а определяются значением показателя колебательности. Увеличение порядка кольца приводит к уменьшению эквивалентной шумовой полосы и увеличению пересчитанных с учётом возмущений в канале управления шумовых полос, причём минимальное значение эквивалентной шумовой полосы достигается для кольца 3-го порядка, а для пересчитанных шумовых полос – для кольца 2-го порядка.

Для удобства отображения полученных результатов нормируем значения интегралов (2.8, 2.9) следующим образом:

ср Q ср Q Q01, Q22, Q Q01.

ср N 2 N N На рис. 2.7.-2.10. приведены зависимости нормированных значений Q01 (выделены чёрным цветом), Q22 (выделены синим цветом), Q42 (выделены зелённым цветом) и Q01 (выделены чёрным цветом) для колец ИФАПЧ 2-го и 6-го порядков.

Рис.2.4. Зависимости k ог от коэффициента деления Рис.2.5. Зависимости k пг, 2 от коэффициента деления Рис.2.6. Зависимости k пг, 4 от коэффициента деления Рис.2.7. Зависимости нормированных коэффициентов Q01, Q22, Q42, используемых для вычисления ПОФ при N Рис.2.8. Зависимости нормированных коэффициентов Q01, Q22, Q42, используемых для вычисления ПОФ при N Рис.2.9. Зависимости нормированных коэффициентов Q01, Q22, Q42, используемых для вычисления ПОФ при N Рис.2.10. Зависимости нормированных коэффициентов Q01, Q22, Q42, используемых для вычисления ПОФ при N 2. Использование технологии дробного деления частоты.

3. Реализация синтезаторов частот на основе многокольцевых структур.

2.3.2. Синтезаторы частот с ДДПКД и алгоритмической компенсацией помех дробности В последние время популярным решением в области формирования дискретного множества частот является использование синтезаторов частот с ДДПКД [88-98]. Применение подобных устройств позволяет удовлетворить ряд требований к современным системам частотного синтеза: малый шаг сетки синтезируемых частот, высокое быстродействие.

Технология дробного деления частоты позволяет реализовать синтезаторы частот с шагом частотной сетки доли Гц и частотой сравнения единицы десятки МГц, что положительно сказывается на скорости перестройки по частоте и снижает эффект умножения фазовых флуктуаций сигнала ОГ.

Существенным недостатком подобных систем частотного синтеза является наличие паразитных спектральных составляющих (ПСС) в спектре сигнала [88-98]. Один из алгоритмических методов снижения уровня ПСС заключается в рациональном выборе коэффициента деления, например использование дельта-сигма модулятора (ДСМ) в качестве блока формирования дробности.

Оценить влияние ПСС на качество выходного сигнала можно на основе анализа ПОФ, ПОЧ [93-98]. С учётом ПСС значения ПОФ и ПОЧ имеют вид:

M, н, в 2 m, 2 (2.19) m M, н, в 2 mm, 2 (2.20) m где,,, – значения ПОФ и ПОЧ с учётом дискретных побочных составляющих;

m – индекс паразитной фазовой модуляции при частоте модуляции m ;

M – число ПСС в заданной полосе частот.

Так как сигнал с выхода частотно-фазового детектора имеет периодическую структуру, то его спектр представляет собой набор д гармоник, кратных основной частоте:, где – период K K последовательности управления ДСМ;

д – частота дискретизации в кольце ИФАПЧ. Спектр сигнала ИЧФД3 имеет вид iш I дсм m am bm exp j m, 2 (2.21) m m где nTд n iд cosmt dt, n 0;

K 1 KTд am nTд, nTд n 0 iд cosmt dt, n 0;

KT д nTд n nTд n iд sin mt dt, n 0;

K 1 KTд bm nTд nTд n 0 iд sin mt dt, n 0;

KT д nTд n bm m arctg, am где n – длительность импульса сигнала ИЧФД3 на n -ом периоде частоты дискретизации кольца, Tд – период частоты дискретизации, iд – ток частотно-фазового детектора.

Значения индексов для каждой гармоники соответственно равны К m I дсм m K i m (2.22), mд где Ki m – АЧХ передаточной функции по воздействию iш на выход кольца.

Задача нахождения n сводится к численному решению системы уравнений (2.23), с помощью которой описывается СЧ-ИФАПЧ с ДДПКД [25].

k 1 k Tд Т пгk t k пг t dt 2 N k tk, (2.23) пг t f uф t u u ht i d ф д где пг t – частота перестраиваемого генератора, N k – значение коэффициента деления, f uф – нелинейная статическая модуляционная – напряжения с выхода ФНЧ, ht – характеристика ПГ, uф импульсный отклик петлевого фильтра на входной ток i, t k – время появления импульсов с ДДПКД.

Решение систем уравнений (2.23) позволяет определить значения длительности импульса ИЧФД3 на k -м периоде регулирования и значения индексов паразитной угловой модуляции.

На рис. 2.11, 2.12 представлены результаты сравнения значений ПОФ и ПОЧ (выделены чёрным и синим цветом) сигнала СЧ-ИФАПЧ с ДДПКД и ДСМ различной структурой со значением ПОФ и ПОЧ (выделены красным цветом) сигнала СЧ-ИФАПЧ с ДПКД. Синтезаторы частот имеют близкие значения шага частотной сетки. На рис. 2.11, 2. штрихпунктирной линией (синий цвет) отмечен случай неравенства токов аналоговой части ЧФД на 25%, зелённой отмечен вклад в ПОФ ПОЧ СПМ фазовых флуктуаций выходного сигнала.

Для оценки фильтрующих свойств колец различного порядка на рис.

2.13-2.20 представлены зависимости нормированных значений ПОФ и ПОЧ (2.19, 2.20) от нормированного значения полосы единичного усиления кольца ИФАПЧ для разных значений показателя колебательности. На рис. 2.13-2.20 приняты следующие обозначения:

, k12 / 11,,, k12 / 11,, где,,, – ПОФ, ПОЧ рассчитанные для M 1.1.

11 а) кольцо 3-го порядка б) кольцо 4-го порядка Рис. 2.11. Зависимость ПОФ от нормированной полосы единичного усиления в кольце ИФАПЧ а) кольцо 3-го порядка б) кольцо 4-го порядка Рис. 2.12. Зависимость ПОЧ от нормированной полосы единичного усиления в кольце ИФАПЧ 3-го (а) и 4-го (б) порядка а) ДСМ 2-го порядка б) ДСМ 3-го порядка Рис. 2.13. Зависимости нормированных значений ПОФ от нормированного значения полосы единичного усиления кольца ИФАПЧ 3-го порядка а) ДСМ 4-го порядка б) ДСМ 5-го порядка Рис. 2.14. Зависимости нормированных значений ПОФ от нормированного значения полосы единичного усиления кольца ИФАПЧ 3-го порядка а) ДСМ 2-го порядка б) ДСМ 3-го порядка Рис. 2.15. Зависимости нормированных значений ПОФ от нормированного значения полосы единичного усиления кольца ИФАПЧ 4-го порядка а) ДСМ 4-го порядка б) ДСМ 5-го порядка Рис. 2.16. Зависимости нормированных значений ПОФ от нормированного значения полосы единичного усиления кольца ИФАПЧ 4-го порядка а) ДСМ 2-го порядка б) ДСМ 3-го порядка Рис. 2.17. Зависимости нормированных значений ПОЧ от нормированного значения полосы единичного усиления кольца ИФАПЧ 3-го порядка а) ДСМ 4-го порядка б) ДСМ 5-го порядка Рис. 2.18. Зависимости нормированных значений ПОЧ от нормированного значения полосы единичного усиления кольца ИФАПЧ 3-го порядка а) ДСМ 2-го порядка б) ДСМ 3-го порядка Рис. 2.19. Зависимости нормированных значений ПОЧ от нормированного значения полосы единичного усиления кольца ИФАПЧ 4-го порядка а) ДСМ 4-го порядка б) ДСМ 5-го порядка Рис. 2.20. Зависимости нормированных значений ПОЧ от нормированного значения полосы единичного усиления кольца ИФАПЧ 4-го порядка 2.3.3. Многокольцевые синтезаторы с преобразованием частоты внутри кольца Сократить величину ошибки фильтрации, связанную с эффектом умножения фазовых флуктуаций возмущений в опорном канале, возможно с помощью многокольцевых структур, применение которых позволяет уменьшить коэффициент деления в цепи обратной связи и тем самым реализовать требуемые характеристики сигналов по фазовым шумам [6, 7, 21, 24].

Структурно-параметрический синтез многокольцевых синтезаторов частот может быть реализован двумя способами [72]. Первый основывается на структурно-параметрическом синтезе отдельных колец с учётом возмущений, входящих в состав колец (ОГ, ПГ, ЦМ, АФ), и воздействий от других колец. Второй способ заключается в реализации тех оптимальных фильтров, которые были получены для однокольцевого СЧ в многокольцевом.

Рассмотрим первый способ. При структурно-параметрическом синтезе опорных колец k -кольцевой структуры одно из опорных колец k 1-кольцевой можно считать выходным кольцом структуры.

Независимость последнего опорного кольца от остальных позволяет применить к нему предложенный метод структурно-параметрического синтеза. Учёт полос единичного усиления опорных и выходного колец упрощает процедуру синтеза оптимальных фильтров для опорного канала и канала управления с учётом пересчитанных возмущений от других колец.

Рассмотрим реализацию первого способа на примере структурно параметрического синтеза двухкольцевого синтезатора частот.

Независимость опорного кольца от выходного позволяет применить к нему предложенный метод структурно-параметрического синтеза однокольцевого СЧ. Оптимальные фильтры для опорного кольца аналогичны оптимальным фильтрам, полученным для однокольцевого синтезатора частот. Выражение СПМ фазовых флуктуаций выходного сигнала опорного кольца имеет вид S ог S 2 S 2 K12 j S 2 K 2 j 2 цм пг R2 S 2 K 3 j.

аф При структурно-параметрическом синтезе главного кольца следует учесть, что выходное кольцо, как правило, имеет полосу единичного усиления меньше, чем полоса единичного усиления опорного кольца, что обусловлено удобством фильтрации продуктов преобразования в смесителе. Пересчитанная СПМ фазовых флуктуаций сигнала опорного кольца имеет вид K 3 j S ог 2 S 2 S 2 S 2 N2 N ~ аф цм.

2 2 2 R2 N1 N1 N Спектральная плотность мощности фазовых флуктуаций полезного сигнала и помехи для опорного канала и канала управления с учётом старшей компоненты полиномиальной модели СПМ возмущений имеют вид:

h ог 1 N 2 h ог 1 N, с Sок 44 2 2 2 2 22 2 2 2 ~ ок ~,п S R1 R2 N1 R1 R2 N ог 1 N 2 1, цм 2 h0 h0, цм N h0 2 2 2 (2.24) N R1 R2 N c b 2c j 2 c b 2c j N0, 2 h2, пг h0, аф h4, пг h2, аф 1 Sку Sку h0, пг,с,п 4 (2.25) c1 b1 2c1 j 2 c1 b1 2c 1 j, h0, пг 2 ог N 2 1,цм h2 1 N ог 2 2 1 2,цм N N 0 h0 2 2 h0 h0,, b где R1 R2 N1 N 0 R12 R2 N N h4, пг h2, аф h2,пг h0,аф 1 N ог 1 h4 c R 2 R 2 N 2, b1, c 2.

пг пг N0 1 2 1 h h Коэффициенты передачи оптимальных фильтров для главного кольца аналогичны фильтрам, полученным для опорного кольца, и имеют вид (2.7). Анализ выражения (2.24, 2.25) позволяет сделать следующий вывод. Структура оптимальных фильтров опорных и выходного колец аналогична структуре фильтров, полученных для однокольцевого синтезатора частот. Для многокольцевого СЧ следует применять кольца 3 го порядка с астатизмом 2-го порядка. Процедура поиска параметров петлевых фильтров многокольцевого синтезатора частот осуществляется численно аналогично однокольцевому синтезатору.

Рассмотрим реализацию оптимального фильтра-умножителя возмущений опорного канала и оптимального фильтра для канала управления (2.7) с помощью многокольцевого СЧ-ИФАПЧ. Если учесть, что выходное кольцо СЧ имеет полосу единичного усиления меньше полосы единичного усиления опорных колец, квадрат коэффициента передачи оптимального фильтра-умножителя для возмущений опорного канала с использованием многокольцевой структуры имеет вид n Nk 2 ок ок H у, n ( j ) H о,1 ( j ), (2.26) k 1 Rk ог где n – количество колец, H о,1( j ) – коэффициент передачи выходного кольца оптимального фильтра для возмущений в опорном канале.

Согласно выражения (2.26), применение оптимального фильтра умножителя с использованием многокольцевой структуры позволяет сократить коэффициент умножения фазовых флуктуаций возмущений опорного канала, соответственно уменьшить уровень фазового шума сигнала СЧ.

Выражение СПМ фазовых флуктуаций выходного сигнала многокольцевого СЧ, обусловленной ЦМ, имеет вид P,k ср,k n ср,k N k2 P0,k цм ок H о,1 ( j ), (2.27) Sc k где P0,k, P,k – константы, определяющие уровень белой и фликкерной компонент эквивалентного фазового шума k -го ЦМ;

ср, k – значение частоты дискретизации k -го кольца.

АЧХ однокольцевого и многокольцевого СЧ соответствует ФНЧ по отношению к фазовому шуму ЦМ. Но зависимость СПМ фазовых флуктуаций выходного сигнала многокольцевого СЧ, обусловленной ЦМ, от частот дискретизации отдельных колец приводит к квазиоптимальности реализованной структуры многокольцевого СЧ. Реализовать наиболее близкий по структуре многокольцевой СЧ к оптимальному можно при выборе частот дискретизации отдельных колец на этапе параметрического синтеза.

Основной вклад в СПМ фазовых флуктуаций выходного сигнала вносят возмущения в канале управления выходного кольца. Вклад остальных пренебрежимо мал, что обусловлено фильтрующими свойствами опорных и выходного колец. Реализовать оптимальный фильтр для возмущений в канале управления (2.7) можно с помощью выходного кольца.

В заключение можно отметить, что оба способа структурно параметрического синтеза приводят к одному результату. Для реализации многокольцевого СЧ с минимальным уровнем фазового шума используются кольца 3-го порядка с астатизмом 1-го или 2-го порядков.

Порядок астатизма определяется из соотношения области частотных отстроек, где преобладают старшие компоненты СПМ возмущений (частотный шум случайных блужданий, частотный фликкер-шум сигнала ОГ) и нижней границы полосы анализируемых частот На рис. 2.21 приведёны СПМ фазовых флуктуаций сигналов однокольцевого (а) и двухкольцевого (б) СЧ, построенных на основе описанного выше структурно-параметрического синтеза. Для реализации полученных структур использовались кольца 3-го порядка.

а б Рис. 2.21. СПМ фазовых флуктуаций выходного сигнала СЧ 2.4. Выводы 1. В главе предложен двухэтапный алгоритм структурно параметрического синтеза многокольцевых синтезаторов частот косвенного типа, обладающих предельно малым уровнем фазового шума синтезируемого сигнала в заданной полосе анализируемых частот.

Структурно-параметрический синтез включает два этапа:

1) на первом этапе синтезируются оптимальные фильтры сигналов внешних и внутренних возмущений, имеющих полиномиальную модель распределения фазовых флуктуаций. Синтез осуществляется с применением теории оптимальной фильтрации Винера и учётом влияния старшей компоненты СПМ возмущений;

2) на втором этапе осуществляется поиск структуры физически реализуемого синтезатора частот, близкой к оптимальным фильтрам, полученным на первом этапе, и параметров, обеспечивающих минимум паразитных отклонений фазы и частоты формируемого сигнала.

2. Согласно предложенному алгоритму структурно параметрического синтеза получены оптимальные структуры физически реализуемых однокольцевых и многокольцевых синтезаторов частот. При этом были получены следующие основные результаты:

1) при реализации СЧ-ИФАПЧ для радиотехнических систем с низкой границей частоты анализа целесообразно использовать кольца 3-го порядка с астатизмом 2-го порядка, при реализации СЧ-ИФАПЧ в радиотехнических системах с высокой границей частоты анализа целесообразно использовать кольца с астатизмом 1-го порядка;

2) применения колец ИФАПЧ высокого порядка, используемых при построении синтезаторов частот, при больших коэффициентах деления практически нецелесообразно. В случае преобладания шума опорного канала значение ПОФ сигнала СЧ с кольцом 3-го порядка практически совпадает со значением ПОФ кольца 4-го и более высокого порядков.

Выбор показателя колебательности и полосы единичного усиления колец ИФАПЧ осуществляется из условия минимизации паразитных отклонений частоты и фазы формируемого сигнала;

3) применение дробно-переменного коэффициента деления в обратной связи кольца ИФАПЧ позволяет увеличить частоту дискретизации кольца, тем самым уменьшить коэффициент умножения фазовых флуктуаций сигнала опорного генератора и ошибку фильтрации.

В результате чередования коэффициентов деления в выходном сигнале фазового детектора возникает регулярная фазовая ошибка, которая приводит к паразитной угловой модуляции сигнала перестраиваемого генератора, как результат появляются паразитные спектральные составляющие в спектре выходного сигнала. При практическом совпадении шага частотной сетки паразитные отклонения фазы и частоты сигнала синтезатора частот с ДДПКД меньше паразитных отклонений фазы и частоты сигнала синтезатора частот с ДПКД в 1.5…2 раза. Стоит заметить, минимальные значения паразитных отклонений фазы и частоты сигнала синтезатора частот с ДДПКД достигается при полосе единичного усиления кольца ИФАПЧ, практически совпадающей с полосой единичного усиления кольца ИФАПЧ, используемого при построении синтезатора частот с ДПКД. Наличие паразитных спектральных составляющих в спектре сигнала СЧ-ИФАПЧ с ДДПКД и необходимость сокращения полосы единичного усиления кольца ИФАПЧ при их проектировании ограничивает применение подобных систем частотного синтеза на практике;

двухкольцевые СЧ-ИФАПЧ позволяют сократить уровень 4) фазового шума сигнала на 15…20 дБ по сравнению с однокольцевыми СЧ.

Уменьшение фазового шума происходит в области частотных отстроек, где преобладает белая фазовая компонента эквивалентного фазового шума цифровых модулей. В области частотных отстроек, где преобладает фликкерная компонента эквивалентного фазового шума цифровых модулей, уровень фазового шума сигнала двухкольцевого СЧ совпадает с уровнем фазового шума сигнала однокольцевого СЧ. Поэтому в области малых частотных отстроек однокольцевой СЧ не уступает многокольцевым.

Глава 3. Применение оптимального управления в прецизионных многокольцевых синтезаторах частот При разработке СЧ-ИФАПЧ большое внимание уделяется их динамическим характеристикам. При исследовании свойств динамического поведения синтезаторов особенно важной характеристикой является время переходных процессов – время перестройки синтезатора с одной частоты на другую, которое характеризует быстродействие приемо-передающей аппаратуры в целом.

Реализация СЧ-ИФАПЧ со структурой, обеспечивающей минимальный уровень фазовых флуктуаций выходного сигнала, приводит к существенному возрастанию времени переходного процесса. Поэтому основной проблемой при создании современных СЧ является нахождение разумного компромисса по преодолению трех требований: широкой полосы синтезируемых с малым шагом сетки частот, скорости перестройки и чистоты спектра формируемых сигналов.

Развитие техники синтеза частот невозможно без всестороннего исследования динамики многокольцевых СЧ и минимизации времени переходного процесса с учётом нелинейных свойств колец ИФАПЧ.

Существует определенная специфика при исследовании динамики многокольцевых СЧ-ИФАПЧ. В первую очередь, она связана с анализом динамики импульсных систем фазовой синхронизации (СФС), являющихся звеньями более сложных систем частотного синтеза. Исследованию динамики импульсных СФС посвящено достаточно много работ, написанных как российскими, так и зарубежными авторами [25, 27, 28, 45 51, 54, 55]. Во многих работах отмечается увеличение времени переходного процесса из-за нелинейных свойств основных звеньев:

ИЧФД3, ГУН, входящих в состав колец ИФАПЧ. Достаточно широко в последнее время освещено влияние элементов задержки, неравенства токов заряда и разряда аналоговой части ИЧФД3 на длительность переходного процесса [23].

Возросшие требования к скорости перестройки по частоте РПдУ и РПрУ заставляют разработчиков добиваться предельных динамических характеристик многокольцевых СЧ. Применение оптимального метода управления является предпочтительным при реализации СЧ с минимальным временем переходного процесса. В отечественной и зарубежной литературе отсутствуют публикации, в которых бы детально исследовалось влияние нелинейности статической модуляционной характеристики ПГ на переходной процесс СЧ с оптимальным управлением. Не до конца изучен вопрос применения коммутируемых структур и параметров при реализации методов оптимального управления с учётом ограниченного фазового пространства и использования интегро-дифференцирующего ФНЧ в составе кольца ИФАПЧ. Поэтому целью данной главы является разработка алгоритма оптимального управления синтезатором частот, в состав колец которых входит интегратор с форсированием и генератор, управляемый напряжением с нелинейной статической модуляционной характеристикой.

3.1. Решение задачи оптимального управления в однокольцевом синтезаторе частот с учётом нелинейности статической модуляционной характеристики генератора, управляемого напряжением Эффективным методом повышения быстродействия СЧ является предварительная установка частоты ПГ. Она может быть осуществлена двумя способами: подачей специально сформированного дополнительного управляющего напряжения, суммируемого с основным управляющим сигналом с выхода ФНЧ, или непосредственной установкой уровня выходного сигнала ФНЧ при подаче на вход фильтра управляющих воздействий (тока или напряжения) [25].

При втором способе отсутствуют устройства формирования дополнительного управляющего сигнала, являющегося источником шумов [56]. Поэтому, с точки зрения технической реализации прецизионных синтезаторов частот, он предпочтительнее. Решение задачи снижения длительности процесса предварительной установки ПГ осуществляется с использованием методов теории оптимального управления. Рассмотрим более подробно этот вопрос на примере СЧ с импульсно частотно-фазовым детектором с тремя состояниями (ИЧФД3).

Итак, пусть требуется изменить частоту выходного сигнала синтезатора от начальной н до конечной к. Этим частотам в режиме синхронизма соответствуют следующие сигналы ФНЧ:

u ф,н t f 1 д N н, u ф,к t f 1 д N к, u 1,н t 0, u 1,к t 0, ф ф (3.1) n 1 n u ф,н t 0, u ф,к t 0, где f uф – нелинейная модуляционная характеристика ПГ;

n – порядок ФНЧ;

д – частота дискретизации в кольце ИФАПЧ;

N н, N к – значения коэффициентов деления для н и к соответственно.

Разность фаз сигналов на входе ИЧФД3 в каждом из стационарных состояний равно нулю. При поступлении команды о смене выходной частоты синтезатора с н на к кольцо ИФАПЧ изменяет выходной сигнал ФНЧ, переводя последний из начального состояния в конечное за некоторое время, определяемое длительностью переходных процессов в системе. Задача состоит в том, чтобы добиться минимального времени переходных процессов при параметрах ФНЧ, отвечающих заданным требованиям к спектральным характеристикам СЧ.

В теории оптимального управления это задача максимального быстродействия. Согласно этой теории, управляющее воздействие I t, имеющее максимальное значение I, ищут в классе кусочно-постоянных функций. В соответствии с теоремой А.А. Фельдбаума [65, 67, 68], для перевода ФНЧ из начального состояния в конечное необходимо и достаточно иметь n интервалов I, причём знаки на интервалах должны n чередоваться раз: на первом интервале положительный, если eф,к t eф,н t 0, и отрицательный, если eф,к t eф,н t 0. Импульсную последовательность можно записать в виде [66] n I t I 1t 1n 1t t п 2 1 1t t, (3.2) где t, t n – моменты времени переключений и выключения управляющего воздействия.

Введём переменную Vr t eф,r t eф,н t и перепишем (3.1) Vн t 0, Vк t f 1 д N к f 1 д N н, Vн t 0, Vк t 0, (3.3) V n1 t 0, n Vк t 0.

н Функцию оптимального управления можно определить, получив (3.3) суммированием реакций ФНЧ на воздействие (3.2).

Будем считать, что передаточную функцию ФНЧ можно представить следующим образом:

1 1 k Ci 1 pT К ф p, p i 1 1 pTфi k C pC 1 pTфi i где Ci 1 pTфi К ф p p.

Tфi Реакция ФНЧ на воздействие 1t имеет вид k t U t t Ci 1 e Ti t.

i 1 Реакция ФНЧ на воздействие (3.2) имеет вид k t U t I t Ci 1 e Ti t i 1 t tп n k I 1 t t п 1n Ci 1 e Ti t t п i t t n k 2 I 1 t t Ci 1 e Ti t t.

1 i В соответствии с (3.3), первое уравнение функции оптимального управления можно представить следующим образом:

tn t tn n 1 n 1 n 2 1 t n t Ci t n C i 1 e Tфi T 1 e фi i 1 i д N к f 1 д N н n 1 n 1 C f Ci Ai t n 2 1 t n t I i tn t tn n 1 2 1 1 e фi.

Tфi T где Ai 1 e Аналогично можно получить остальные уравнения функции оптимального управления:

k Ci Ai 0, Ti i (3.4) k 1n 1 Ci Ai 0.

Ti n i Относительно Ai соотношения (3.4) образуют однородную систему уравнений, детерминант которой отличен от нуля. Следовательно Ai 0.

Таким образом, система уравнений (3.3) принимает вид C f 1 д N к f 1 д N н n t n 2 1 t n t, I t n t tn n 1 2 1 1 e ф1 0, Tф1 T 1 e (3.5) t n t tn n 1 1 e фn1 2 1 1 e фn1 0.

T T Решение системы (3.5) определяет моменты времени, при которых должна происходить смена знака и выключение управляющего воздействия при реализации предварительной установки частоты перестраиваемого генератора с нелинейной модуляционной характеристикой в однокольцевом синтезаторе частот.

3.1.1. Особенности переходного процесса при оптимальном управлении в синтезаторе частот с интегро-дифференцирующим петлевым фильтром Рассмотрим особенности переходного процесса при реализации оптимального управления в однокольцевом синтезаторе частот, в состав которого входит интегро-дифференцирующий петлевой фильтр. Заметим, что в системе уравнений (3.5) отсутствует постоянная времени T форсирующего звена ФНЧ, т.е. она не влияет на время переключения и выключения управляющего воздействия (3.2). С другой стороны, наличие форсирующего звена в петлевом фильтре кольца существенно влияет на значение максимального выходного напряжения ФНЧ. На рис. 3. представлены реализации переходного процесса синтезатора частот с кольцом 3-го порядка СВЧ диапазона, шаг сетки 1 МГц для разных значений показателя колебательности и полос единичного усиления кольца ИФАПЧ. Величина максимального управляющего напряжения достигает значений, до 1.5 раз превосходящих значения установившегося напряжения. Рост управляющего напряжения связан с дифференцирующим звеном петлевого фильтра, поэтому разумно предположить, что для сокращения значения напряжения стоит уменьшить постоянную форсирующего звена T1 (рис.3.2). Коммутация постоянной времени T1 во время оптимального управления позволяет уменьшить внеполосное радиоизлучение. В качестве примера на рис. 3.3 представлены реализации переходных процессов синтезатора частот, диапазон синтезируемых частот которого 6-14 ГГц (отмечен красным цветом) с коммутацией T1 (синий цвет) и без коммутации T1 (чёрный цвет).

Стоит отметить, что предложенный способ оптимального управления осуществим в случае нелинейной статической модуляционной характеристики ПГ, например HMC732LC4B фирмы Hittite (рис. 3.4).

Рис.3.1. Реализации переходных процессов синтезатора частот для нескольких значений показателя колебательности и полос единичного усиления Рис.3.2. Графики переходных процессов синтезатора частот для нескольких значений постоянной времени форсирующего звена Рис.3.3. Графики переходных процессов синтезатора частот для нескольких значений постоянной времени форсирующего звена Рис.3.4. Графики переходных процессов синтезатора частот с учётом нелинейной СМХ ПГ HMC732LC4B 3.1.2. Реализация оптимального управления в однокольцевом синтезаторе частот при условии ограниченности координат кольца ИФАПЧ и погрешностей переключений управляющего воздействия Аналитическое решение системы уравнений (3.5) возможно только для синтезатора частот с кольцом ИФАПЧ 3-го порядка, для которого система уравнений имеет вид C f 1 д N к f 1 д N н 2t1 t2, I (3.6) exp t2 2 exp t2 t1 1 0, Tф1 Tф и решение в виде:

t1 Tф1 ln, C f 1 д N к f 1 д N н 1 1 exp I Tф C f 1 д N к f 1 д N н t 2 2 t1.

I Время предварительной установки частоты ПГ для СЧ-ИФАПЧ 4-го порядка (рис. 3.6) мало отличается от времени предварительной установки частоты ПГ СЧ-ИФАПЧ 3-го порядка (рис. 3.5). На рис. 3.5, 3.6 принято t у t у Fд – нормированное время переходного процесса по частоте;

Fд – частота дискретизации в кольце ИФАПЧ. Сплошной линией показан случай линейной СМХ ПГ, а штриховой – нелинейной СМХ ПГ HMC732LC4B.

Рис.3.5. Относительное время переходного процесса СЧ с оптимальным управлением Рис.3.6. Относительное время переходного процесса СЧ с оптимальным управлением Отклонение моментов времени переключения и выключения управляющего воздействия от расчётных приводит к снижению точности установки частоты. Для оценки неточности установки частоты по окончании предварительной установки частоты предлагается определить отношение остаточного отклонения частоты ПГ к начальной расстройке Fс, Fн где Fс – остаточное отклонение частоты ПГ;

Fн – начальная расстройка по частоте.

На рис. 3.7, 3.8 представлены области относительных отклонений моментов времени переключения и выключения для кольца 3-го порядка, в которых не превосходит ряд значений (1%, 5%, 10%, 15%, 20%).

Малая величина длительности импульсов переключения для СЧ ИФАПЧ 4-го порядка приводит к более существенным отклонениям по частоте в результате неточных значений времени переключений и выключения. Для устранения данного фактора предлагается использовать в СЧ-ИФАПЧ 4-го и более высоких порядков управляющее воздействие, рассчитанное для СЧ-ИФАПЧ 3-го порядка, и нелинейный фильтр (может быть реализован на встречновключённых диодах), который бы позволил уменьшать постоянные времени Tфi фильтра низких частот во время предварительной установки частоты.

а) M 1. б) M 1. Рис.3.7. Области относительных отклонений моментов времени переключения и выключения, рассчитанные для линейной СМХ ПГ в) M 1. г) M 1. Рис.3.7. Области относительных отклонений моментов времени переключения и выключения, рассчитанные для линейной СМХ ПГ а) M 1. б) M 1. Рис.3.8. Области относительных отклонений моментов времени переключения и выключения, рассчитанные для нелинейной СМХ ПГ в) M 1. г) M 1. Рис.3.8. Области относительных отклонений моментов времени переключения и выключения, рассчитанные для нелинейной СМХ ПГ Техническая реализация рассматриваемого способа повышения быстродействия для синтезатора частот с активным фильтром представлена на рис. 3.9. Принцип действия СЧ-ИФАПЧ заключается в следующем. При изменении кода выходной частоты синтезатора микроконтроллер с помощью сигнала управления отключает ДФКД и ДПКД/ДДПКД от сигналов опорного и перестраиваемого генераторов, замыкает ключ 7.1, который уменьшает постоянную времени форсирующего звена фильтра низких частот и формирует сигналы управления генераторами тока. По окончании процесса перестройки происходит сброс делителей частоты. Этим достигается необходимая для режима синхронизации ИФАПЧ установка близкой к нулю разности фаз входных сигналов ИЧФД3 и размыкание ключа 7.1 ФНЧ. Затем кольцо ИФАПЧ замыкается.

Рис.3.9. Функциональная схема однокольцевого СЧ-ИФАПЧ с коммутируемой структурой 3.2. Эффективность оптимального управления в прецизионных СЧ-ИФАПЧ Для оценки эффективности предложенного в диссертационной работе алгоритма оптимального управления сравним значение времени переходного процесса синтезатора частот с предварительной установкой частоты и без неё. Время переходного процесса однокольцевого синтезатора частот сантиметрового диапазона с шагом сетки 1 МГц получено в результате численного решения системы уравнений (2.23) (при расчетах были использованы данные по характеристике управления ПГ HMC732). На рис. 3.10, 3.11 представлены зависимости отношения времени переходного процесса синтезатора частот без оптимального управления к времени переходного процесса синтезатора частот с оптимальным управлением от коэффициента колебательности и различных значений полосы единичного усиления колец ИФАПЧ.

Для минимизации общего времени переходного процесса многокольцевого синтезатора частот предлагается использовать оптимальное управление и коммутацию структуры и параметров наиболее инерционных колец ИФАПЧ. В качестве примера можно привести расчётное значение времени переходного процесса по частоте двухкольцевого СЧ. Общее время переходного процесса СЧ складывается из времени переходного процесса опорного кольца (формирует грубую сетку частот) и выходного кольца (формирует шаг синтезируемой сетки частот). Время переключения с минимальной до максимальной частоты для опорного кольца составляет величину порядка 5 мкс, для выходного кольца – порядка 150 мкс M 1.1. В приведённых расчётах точность установки синтезируемой частоты составляет 1% от шага формируемой сетки. Из вышеуказанного становится ясно: для сокращения общего времени переходного процесса двухкольцевого синтезатора частот необходимо использовать алгоритм оптимального управления в выходном кольце. Процесс предварительной установки частоты осуществляется независимо от состояния опорного кольца.

а) начальная расстройка 10 МГц б) начальная расстройка 100 МГц Рис.3.10. Выигрыш в уменьшении длительности переходных процессов по частоте при оптимальном управлении а) начальная расстройка 1 ГГц б) начальная расстройка 6 ГГц Рис.3.11. Выигрыш в уменьшении длительности переходных процессов по частоте при оптимальном управлении 3.3. Выводы В главе представлены результаты реализации оптимального управления в широкополосных синтезаторах частот, имеющих в составе колец ИФАПЧ ФНЧ с интегро-дифференцирующим звеном. При этом были получены следующие результаты:

1. С целью определения времени переключения и выключения экстремального воздействия получена система уравнений при условии нелинейности статической модуляционной характеристики ПГ.

Аналитическое решение полученной системы уравнений возможно для синтезатора частот с кольцом ИФАПЧ 3-го порядка.

2. Одной из особенностей протекания переходного процесса при предварительной установке частоты ПГ в синтезаторе частот с ФНЧ, имеющего интегро-дифференцирующие звено, является высокое значение напряжения управления. С целью сокращения напряжения во время переходного процесса предлагается коммутация постоянной времени форсирующего звена.

3. Вследствие слабой чувствительности ошибки компенсации начальной частотной расстройки от неточности времени переключения и выключения управляющего воздействия в СЧ с кольцом ИФАПЧ 3-го порядка предлагается использовать его экстремальное воздействие в СЧ с кольцами более высокого порядка. При этом необходима коммутация постоянных времени Tфi.

4. Построена структурная схема синтезатора частот с коммутацией структуры и параметров элементов кольца импульсно-фазовой автоподстройки частоты, позволяющая реализовать оптимальное управление в синтезаторах частот. Численный расчёт показывает, что предложенный вариант коммутации позволяет уменьшить время переходного процесса от двух до десяти раз.

5. Применение коммутируемых структур в многокольцевых синтезаторах частот позволит решить проблему ложного захвата на зеркальной частоте смесителей и обеспечить минимальное время переходного процесса в отдельных кольцах СЧ-ИФАПЧ.

Глава 4. Разработка и экспериментальное исследование синтезаторов частот СВЧ диапазона В главе приводится описание структурных схем, расчёт, результаты практической реализации и экспериментальных исследований однокольцевого синтезатора частот с оптимальным управлением и двухкольцевого синтезатора частот СВЧ диапазона, разработанных автором диссертации. Основой разработок являются результаты, полученные в диссертационной работе:

1. С помощью структурно-параметрического синтеза многокольцевых синтезаторов частот, представленного во второй главе диссертации, были получены структуры и параметры колец ИФАПЧ, используемые при реализации синтезаторов частот с минимальным уровнем фазовых флуктуаций выходного сигнала.

2. С целью повышения быстродействия синтезаторов частот на основе импульсно-фазовой автоподстройки частоты с минимальным уровнем фазовых флуктуаций выходного сигнала были использованы результаты применения оптимального управления, представленные в третьей главе диссертационной работы.

Некоторые технические решения, используемые при реализации разработанных устройств, защищены патентом на полезную модель, включенную в список публикаций автора [13]. Разработка устройств выполнялась в соответствии с техническим заданием, включающим в себя требования к основным характеристикам: диапазону рабочих частот, шагу частотной сетки, долговременной и кратковременной нестабильности частоты, быстродействию – и требования, связанные со спецификой конкретных устройств. К числу последних относятся требования к эксплуатационно-техническим характеристикам, определяющие массо габаритные параметры, энергопотребление, температурные режимы, способ управления и т.п.

Требования к основным характеристикам устройств синтеза частот являются противоречивыми. К ним относятся: требования к шагу частотной сетки, быстродействию и качеству спектральных характеристик выходного сигнала. Реализация совокупности требований по данным характеристикам приводит к необходимости не только поиска новых научных решений, направленных на преодоление этих требований, но и разработки методики практического применения новых результатов.

4.1. Методика проектирования синтезаторов частот с минимальным уровнем фазовых флуктуаций выходного сигнала и оптимальным управлением Теоретические результаты, представленные в предыдущих главах, позволяют определить методику проектирования многокольцевых синтезаторов частот с минимальным уровнем фазовых флуктуаций выходного сигнала и оптимальным управлением. В качестве исходных данных при проектировании синтезаторов частот обычно задаются:

диапазон синтезируемых частот;

шаг частотной сетки;

время переходного процесса;

уровень СПМ фазовых флуктуаций выходного сигнала;

уровень паразитных дискретных составляющих.

Порядок проектирования СЧ-ИФАПЧ включает в себя несколько этапов:

1. Выбирается опорный кварцевый генератор и осуществляется интерполяция СПМ фазовых флуктуаций его сигнала.

2. Исходя из диапазона синтезируемых частот, выбирается генератор, управляемый напряжением, осуществляется интерполяция СПМ фазовых флуктуации его сигнала и статической модуляционной характеристики.

3. Исходя из требований к уровню фазовых флуктуаций выходного сигнала анализа предельно достижимого уровня фазового шума многокольцевого синтезатора частот, выбираем число колец ИФАПЧ, используемых при построении системы частотного синтеза. Согласно предложенному алгоритму структурно-параметрического синтеза, астатические свойства колец определяются исходя из соотношения нижней границы полосы анализируемых частот и областью частотных отстроек с преобладанием фликкер-частотного шума возмущений опорного канала и канала управления. Порядок и значения параметров колец определяются из условия минимизации паразитных отклонений частоты, фазы и дискретных составляющих формируемого сигнала.

4. С целью минимизации общего времени переходного процесса многокольцевого синтезатора частот предлагается использовать оптимальное управление и коммутацию структуры и параметров наиболее инерционных колец ИФАПЧ. Выражения (3.6) позволяют определить моменты переключения и выключения управляющего воздействия, рассчитанного для кольца ИФАПЧ 3-го порядка, с учётом нелинейной статической модуляционной характеристики перестраиваемого генератора.

Выбор величины управляющего воздействия обусловлен требованием к времени переходного процесса и существующими возможностями элементной базы.

4.2. Метрологическое обеспечение измерений динамических и спектральных характеристик синтезаторов частот В данной диссертационной работе для измерения основных параметров синтезаторов СЧ-ИФАПЧ используется сосредоточенная в одном приборе новейшая система измерения параметров источников сигналов E5052B Signal Source Analyzer (SSA) производства фирмы Agilent Technologies (см. рис. 4.1) [99-101]. Эта система позволяет: оперативно проводить спектральный мониторинг, наблюдать протекание переходных процессов, измерять уровень фазовых шумов. При наблюдении переходного процесса прибор обеспечивает полный набор измерений зависимости от времени частоты, фазы и мощности синтезированного сигнала с разрешающей способностью до 8 нс. Все виды измерений можно проводить одновременно и отображать в виде нескольких графиков рис.

4.1.

Рис. 4.1. Система измерения параметров источников сигналов E5052B Signal Source Analyzer (SSA) производства фирмы Agilent Technologies Это позволяет разработчикам быстро получать динамические характеристики синтезаторов, используемых в качестве гетеродинов в радиоприемных устройствах. Функция контроля спектра, реализованная в приборе E5052В, служит для измерения негармонических составляющих вблизи несущей частоты исследуемого сигнала в полосе обзора до 15МГц.

Эта функция позволяет очень быстро выявить нежелательные сигналы, такие как негармонические искажения в синтезаторе частот. Анализатор источников сигналов E5052В обеспечивает одноступенчатое измерение уровня фазовых шумов с использованием функции прибора «Phase Noise Measurement function». При этом встроенные малошумящие опорные источники автоматически синхронизируют измерительную систему с несущей частотой измеряемого сигнала, существенно повышая скорость измерения в реальном масштабе времени. В диапазоне отстроек от несущей частоты от 1кГц до 40МГц на один цикл измерения тратится всего 300мс. Измерение фазового шума в реальном масштабе времени не только значительно экономит время при натурных испытаниях, но и позволяет быстро определить первопричину неисправного поведения СЧ ИФАПЧ.

4.3. Практическая реализация и экспериментальные исследования однокольцевого синтезатора частот СВЧ диапазона С целью проверки основных результатов второй и третьей глав диссертационной работы был разработан и реализован однокольцевой синтезатор частот с оптимальным управлением (СЧ-612).

4.3.1. Проектирование однокольцевого широкополосного синтезатора частот Структурная схема и внешний вид однокольцевого синтезатора частот (СЧ-612) с оптимальным управлением, представлена на рис. 4.2.

а б Рис. 4.2. Структурная схема (а) и внешний вид (б) синтезатора частот СЧ- С целью подавления ПСС и минимизации фазовых флуктуаций сигнала однокольцевого синтезатора частот при его реализации использовалось кольцо ИФАПЧ 5-го порядка с астатизмом 2-го порядка.

Структура петлевого фильтра кольца ИФАПЧ 5-го порядка с ФНЧ, в состав которого входит интегратор с форсированием, представлена на рис.

4.3.

Рис. 4.3. Структура петлевого фильтра однокольцевого синтезатора частот В результате параметрического синтеза были получены значения оптимальной полосы единичного усиления кольца ИФАПЧ (40.089 кГц) и коэффициента колебательности (1.076).

При реализации оптимального управления в СЧ подтвердились основные результаты 3 главы:

1. Оптимальное управление фильтром с изодромным звеном кусочно-постоянным управляющим воздействием сопровождается возрастанием управляющего воздействия рис. 4.4 (синий цвет – без коммутации постоянной времени форсирующего звена, чёрный цвет – с коммутацией постоянной времени форсирующего звена).

Рис. 4.4. Переходной процесс СЧ- Рис. 4.5. Переходной процесс СЧ- Результаты применения оптимального управления в однокольцевом синтезаторе частот позволяют оценить эффективность предложенного способа предварительной установки частоты ПГ. В качестве примера на рис. 4.5 представлены переходные процессы синтезатора частот при естественном переключении частот (синий цвет) и переключение частот с предварительной установкой частоты ПГ (чёрный цвет). В данном случае время переходного процесса сократилось в 2…2,5 раза. Для проверки расчётных формул (3.6) и возможности компенсации начальной расстройки во время переходного процесса за счёт экстремального воздействия, рассчитанного для колец ИФАПЧ 3-го порядка, в кольцах более высокого порядка были получены результаты сравнения расчётного и экспериментального времени переходного процесса рис. 4.6.


Рис. 4.6.Зависимость времени переходного процесса СЧ-612 от начальной частотной расстройки Время переходного процесса в результате оптимального управления оказалось выше расчётного, что обусловлено остаточной расстройкой по частоте, вызванной несоответствием порядка петлевого фильтра и экстремального воздействия.

4.3.2. Экспериментальное исследование однокольцевого синтезатора частот Результаты измерения уровня СПМ фазовых флуктуаций, паразитных спектральных составляющих выходного сигнала для синтезатора частот СЧ-612 представлены на рис. 4.7-4.11. На рис. 4.7 (а) 4.10 (а) синим цветом обозначены экспериментальные данные СПМ фазовых флуктуаций сигнала СЧ-612, чёрным – расчётный уровень СПМ фазовых флуктуаций формируемого сигнала.

а) б) Рис. 4.7. Расчётный (а) и экспериментальный (б) уровень СПМ фазовых флуктуаций сигнала СЧ-612 (частота несущего колебания: 7 ГГц) а) б) Рис. 4.8. Расчётный (а) и экспериментальный (б) уровень СПМ фазовых флуктуаций сигнала СЧ-612 (частота несущего колебания: 8 ГГц) а) б) Рис. 4.9. Расчётный (а) и экспериментальный (б) уровень СПМ фазовых флуктуаций сигнала СЧ-612 (частота несущего колебания: 10 ГГц) а) б) Рис. 4.10. Расчётный (а) и экспериментальный (б) уровень СПМ фазовых флуктуаций сигнала СЧ-612 (частота несущего колебания: 12 ГГц) а) б) Рис. 4.11. Спектры сигнала синтезатора частот СЧ- (частоты несущего колебания: 10 ГГц (а);

12 ГГц (б)) 4.4. Практическая реализация и экспериментальные исследования двухкольцевого синтезатора частот СВЧ диапазона Как отмечалось в главе 2, одним из способов сокращения эффекта умножения фазовых флуктуаций сигнала ОГ и фазового шума цифрового модуля является применение многокольцевых структур. При проектировании многокольцевых синтезаторов частот применим предложенный алгоритм структурно-параметрического синтеза.

Рассмотрим его применение при реализации двухкольцевого синтезатора частот.

4.4.1. Проектирование двухкольцевого широкополосного синтезатора частот Структурная схема и внешний вид двухкольцевого синтезатора частот представлена на рис. 4.12.

а) б) Рис. 4.12. Структурная схема (а) и внешний вид (б) двухкольцевого синтезатора частот СЧ- С целью подавления ПСС и минимизации фазовых флуктуаций сигнала двухкольцевого синтезатора частот при его реализации выходное кольцо ИФАПЧ имеет 5-ый порядок, опорное кольцо 4-ый порядок с астатизмом 2-го порядка.

4.4.2. Экспериментальное исследование двухкольцевого синтезатора частот Результаты измерения уровня СПМ фазовых флуктуаций, паразитных спектральных составляющих выходного сигнала для синтезатора частот СЧ-814 представлены на рис. 4.13 – 4.15.

а) б) Рис. 4.13. Экспериментальный уровень СПМ фазовых флуктуаций сигнала СЧ-814 (частота несущего колебания: 8 ГГц (а), 10 ГГц (б)) а) б) Рис. 4.14. Экспериментальный уровень СПМ фазовых флуктуаций сигнала СЧ-814 (частота несущего колебания: 11 ГГц (а), 12 ГГц (б)) а) б) Рис. 4.15. Спектры сигнала синтезатора частот СЧ- (частоты несущего колебания: 10 ГГц (а);

12 ГГц (б)) 4.5. Выводы 1. Представлена методика проектирования СЧ-ИФАПЧ с учётом разработанных алгоритмов структурно-параметрического синтеза и сокращения начальной частотной расстройки во время переходного процесса за счёт оптимального управления состоянием петлевого фильтра с изодромным звеном.

2. С целью проверки теоретических результатов диссертационной работы разработан аппаратно-программный комплекс, включающий однокольцевой и двухкольцевой синтезаторы частот с ИФАПЧ СВЧ диапазона.

3. С помощью аппаратно-программного комплекса получены экспериментальные зависимости уровня фазовых флуктуаций сигналов СЧ и скорости перестройки частоты. Проведён сравнительный анализ экспериментальных и теоретических значений СПМ фазовых флуктуаций сигналов, исследуемых синтезаторов частот. Количественное расхождение результатов не превышает 5% и объясняется допущениями при построении математической модели (не учитываются температурные изменения шумовых характеристик элементов кольца ИФАПЧ, эффекты электромагнитного взаимодействия). Время переходного процесса превосходит расчётное на 10%, что обусловлено несоответствием управляющего воздействия и порядка системы и нелинейными свойствами элементов, с помощью которых осуществляется коммутация постоянных времени петлевого фильтра.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ Диссертационная работа посвящена повышению спектральных и динамических характеристик систем частотного синтеза на основе колец импульсно фазовой автоподстройки частоты. Основные результаты диссертационной работы сводятся к следующим положениям:

1. Предложен алгоритм двухэтапного структурно-параметрического синтеза однокольцевых и многокольцевых синтезаторов частот, обладающих низкой нестабильностью фазы и частоты формируемого сигнала с учётом нелокализованных возмущений со спектральной плотностью мощности различного порядка.

2. При реализации предложенного алгоритма синтеза в системах частотного синтеза с ИФАПЧ были получены следующие результаты:

1) для радиотехнических систем с низкой границей частоты анализа целесообразно использовать СЧ-ИФАПЧ на основе колец 3-го порядка с астатизмом 2-го порядка, при реализации СЧ-ИФАПЧ в радиотехнических системах с высокой границей частоты анализа целесообразно использовать кольца с астатизмом 1-го порядка. Использование колец ИФАПЧ более высокого порядка практически нецелесообразно, т.к. в случае преобладания шума опорного канала значение ПОФ сигнала СЧ с кольцом 3-го порядка практически совпадает со значением ПОФ кольца 4-го и более высокого порядков;

2) применение многокольцевых СЧ с ИФАПЧ позволяет сократить уровень фазового шума сигнала до 10…15 дБн/Гц в области частотных отстроек с преобладанием белых компонент эквивалентного фазового шума цифровых модулей. В области частотных отстроек с преобладанием фликкерных компонент эквивалентного фазового шума цифровых модулей уровень фазового шума сигнала многокольцевого СЧ совпадает с уровнем фазового шума сигнала однокольцевого СЧ. По этой причине в области малых частотных отстроек однокольцевой СЧ не уступает многокольцевым;

3. Представлены результаты реализации оптимального управления в широкополосных синтезаторах частот с ИФАПЧ с интегро дифференцирующим звеном в составе петлевого фильтра:

1) с целью определения времени переключения и выключения экстремального воздействия получена система уравнений при условии нелинейности статической модуляционной характеристики перестраиваемого генератора. Аналитическое решение полученной системы уравнений возможно для синтезатора частот с кольцом ИФАПЧ 3-го порядка;

2) с учётом малой чувствительности ошибки компенсации начальной частотной расстройки от неточности времени переключения и выключения экстремального воздействия при реализации оптимального управления в СЧ с кольцами, порядок которых выше третьего, предлагается использовать экстремальное воздействие, рассчитанное для кольца ИФАПЧ 3-го порядка, и петлевой фильтр с коммутируемыми параметрами;

3) при компенсации частотной расстройки за счёт оптимального управления перестраиваемым генератором предлагается коммутировать постоянную форсирующего звена интегро-дифференцирующего петлевого фильтра. Данное решение позволяет до 1.5…2 раз снизить значение необходимого управляющего напряжения;

4) эффективность алгоритма оптимального управления в СЧ уменьшается с ростом частотной расстройки. При малых частотных расстройках выигрыш от применения оптимального управления достигает 10 и более раз. При больших частотных расстройках выигрыш составляет не более 5-10 раз.

4. В результате применения предложенных алгоритмов структурно параметрического синтеза и оптимального управления при разработке однокольцевых и двухкольцевых широкополосных синтезаторов частот СВЧ диапазона экспериментально подтверждены основные теоретические результаты. За счет применения разработанных алгоритмов удалось уменьшить уровень фазовых флуктуаций от 5 до 10 дБн/Гц, сократить время переходного процесса до 5 раз.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ Щербак Н. Программируемые радиостанции – будущее 1.

тактической связи // Электроника - Наука, Технология, Бизнес. - 2001. - № 5.- С.16-19.

Невзоров Ю.В. Новые направления развития систем СВЧ 2.

радиосвязи // Электросвязь. - 2012. - № 8. - С. 26-28.

Романов С.К., Тихомиров Н.М., Леньшин А.В. Системы 3.

импульсно-фазовой автоподстройки в устройствах синтеза и стабилизации частот. - М.: Радио и связь, 2010. - 328 с.

Тихомиров Н.М., Романов С.К., Леньшин А.В. Формирование 4.

ЧМ сигналов в синтезаторах с автоподстройкой. - М.: Радио и связь, 2004. 210 с.

Белов Л.А. Устройства формирования СВЧ-сигналов и их 5.

компоненты: учебное пособие. - М.: Издательский дом МЭИ, 2010. - 320 с.

Манассевич В. Синтезаторы частот. Теория и проектирование.

6.

Пер. с англ.;

Под ред. А.С. Галина. - М.: Связь, 1979. - 384 с.

Шапиро Д.Н., Паин А.А. Основы теории синтеза частот. - М.:

7.

Радио и связь, 1981. - 264 с.

Казаков Л.Н. Управление переходным процессом в 8.

быстродействующем синтезаторе частоты // Радиотехника. - 1986. - №10.– С. 15–18.


Тихомиров Н.М., Зародин С.Г., Тихомиров М.Н. Реализация 9.

малошумящих быстродействующих синтезаторов частот для базовых станций WCDMA стандарта // Синхронизация, формирование и обработка сигналов: Сборник материалов научно-технического семинара. Ярославль, 2003. - С. 119-122.

Тихомиров Н.М., Романов С.К. Синтезатор частот с 10.

переменным усилением и полосой пропускания кольца фазовой автоподстройки // Патент России № 2267860. 2006. Бюл. № 1.

Тихомиров Н.М., Романов С.К. Синтезатор частот с частотной 11.

или фазовой модуляцией // Патент России № 2280945. 2006. Бюл. №21.

Тихомиров Н.М., Марков И.А. Синтезатор частот c режимом 12.

частотной телеграфии // Патент России № 55517. 2006. Бюл. №22.

Вишняков Д.Ю., Ходунин А.В., Казаков Л.Н. Синтезатор 13.

частот с коммутацией структуры и параметров // Патент России № 128046.

2013. Бюл. № 13.

А.С. 1252939- СССР, МКИ. Н 04 L 27/10. Цифровой синтезатор 14.

частоты. / Казаков Л.Н. (СССР). – 5с.: ил.

А.С. 1418898- СССР, МКИ. Н 04 L 27/10. Синтезатор частоты. / 15.

Казаков Л.Н., Калямин А.Н. (CCCР). – 6с.: ил.

А.С. 1478328- СССР, МКИ. Н 04 L 27/10. Синтезатор частот / 16.

Казаков Л.Н., Самойло К.А., Смирнов В.Н. (CCCР). – 5с.: ил.

А.С. 1525913- СССР, МКИ. Н 04 L 27/10. Устройство 17.

подстройки частоты генератора с частотной модуляцией / Казаков Л.Н., Калямин А.Н., Смирнов В.Н., Якунин А.В. (CCCР). – 5с.: ил.

А.С. 1566485 СССР, МКИ. Н 04 L 27/10. Устройство 18.

автоподстройки частоты генератора с частотной модуляцией / Казаков Л.Н., Калямин А.Н., Кириллов М.Ю. (CCCР). – 6с.: ил.

19. A.P.S. (Paul) Khanna. Microwave Oscillators: The state of the technology // Microwave Journal Vol.49, №4 April, 2006 – P. 22-44.

20. Jun Lee. Phase Locked Loop Systems Design for Wireless Infrastructure Applications // Microwave Journal Vol.53, №5 May, 2010 – P.

74-84.

Рыжков А.В., Попов В.Н. Синтезаторы частот в технике 21.

радиосвязи. - М.: Радио и связь, 1991. - 264 с.

22. Dean Banerjee, PLL Performance, Simulation and Design, National Semiconductor, Fourth Edition, 2006.

Левин В.А., Черкашин А.А. Методы построения синтезаторов 23.

частот в СВЧ диапазоне // Электросвязь. - 2004. - № 2. - С. 45-49.

24. Alexander Chenakin. Building a Microwave Frequency Synthesizer – Part4: Improving Performance. // High Frequency Electronics, August, 2008 – P. 44-51.

Левин В.А., Малиновский В.Н., Романов С.К. Синтезаторы 25.

частот с системой импульсно-фазовой автоподстройки частоты. - М.:

Радио и связь, 1989. - 232 с.

Пестряков А. В. Расчёт спектральных характеристик 26.

синтезаторов частот, использующих дискретные кольца ФАПЧ // Электросвязь. - 1986. - № 3. - С. 51–55.

Системы фазовой синхронизации с элементами дискретизации.

27.

Издание 2-е. / В.В. Шахгильдян, А.А. Ляховкин и др.;

Под ред. В.В.

Шахгильдяна. - М.: Связь, 1989. - 320 с.

Шахгильдян В.В., Ляховкин А.А. Системы фазовой 28.

автоподстройки частоты. - М.: Связь, 1972. - 448 с.

29. Alexander Chenakin. Frequency Synthesizers: Concept to Product // Artech House. 2011. 218 p.

30. William Reuter. Source and Synthesizer Phase Noise Requirements for QAM Radio Application. / Communication Techniques.

Казаков Л.Н., Кукушкин Д.С., Шабанов А.В. Применение 31.

аппарата Марковских процессов для анализа системы коррекции фазы цифрового канала OFDM // Электросвязь. - 2007. - №2. - С. 34-34.

Казаков Л.Н., Кукушкин Д.С., Синтез многомерной 32.

оптимальной системы коррекции фазы в канале OFDM // Электросвязь. 2006. - №10. - С. 23-26.

Казаков Л.Н., Кукушкин Д.С., Исмаилов А.В. Коррекция фазы 33.

несущей OFDM-сигналов в условиях нестационарных замираний // Электросвязь. - 2008. - №6. - С. 19-23.

Казаков Л.Н., Исмаилов А.В., Марков К.А. Восстановление 34.

несущей OFDM сигналов в условиях быстрых частотно-селективных замираний // Электросвязь. - 2010. - №3. - С. 21-23.

35. Richard van Nee and Ramjee Prasad. OFDM wireless multimedia communications, – (Artech House universal personal communications library), 1999. – 260 c.

36. Heiskala J., Terry J. OFDM Wireless LANs: A Theoretical and Practical Guide. SAMS. 275 p.

37. Ulrich L. Rohde and Ajay K. Poddar. Frequency Generation and Synthesis: Cost-effective & Power efficient Solutions // Microwave Journal Vol.52, №5 May, 2009 – P. 160-182.

Шахгильдян В.В., Пестряков А.В. Тенденции развития техники 38.

синтеза частот для телекоммуникационных систем и устройств // Электросвязь. - 2003. - № 11. - С 74-78.

Левин В.А. Стабилизация дискретного множества частот. - М.:

39.

Энергия, 1970. - 328 с.

Тихомиров Н.М. Влияние выбора частоты сравнения на 40.

спектральные и динамические характеристики дельта-сигма СЧ-ИФАПЧ // Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов для связи и вещания: Сборник материалов научно-технического семинара. - Одесса, 2007. - С. 3-4.

Тихомиров Н.М., Тихомиров В.Н., Тихомиров М.Н. Концепция 41.

выбора частоты среза астатических импульсных систем ИФАПЧ // Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов для связи и вещания: Сборник материалов научно-технического семинара. - Одесса, 2007. - С. 7-9.

Жабин А.С., Кулешов В.Н., Голубков А.В. Собственные шумы 42.

ИЧФД и их влияние на работу синтезатора частот // Вестник МЭИ. – 2011.

- № 1. - С. 60-68.

Жабин А.С., Кулешов В.Н. Экспериментальное исследование 43.

фазовых шумов в автогенераторах на КМОП- инверторах // Электросвязь. 2010. - № 3. - С. 34-37.

Жабин А.С. Влияние внутренних шумов и искажений 44.

характеристик дискриминаторов на работу синтезатора частот с системой фазовой автоподстройки частоты: диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук. - М.: МЭИ, 2011. - 193 с.

Шахгильдян В.В., Пестряков А.В. Перспективные направления 45.

развития динамической теории дискретных систем фазовой синхронизации для устройств синтеза и стабилизации частот // Электросвязь. - 1993. - № 11. - С. 38-42.

Казаков Л.Н., Пономарев Н.Ю. Устойчивость импульсной 46.

системы фазовой синхронизации с треугольной характеристикой детектора // Электросвязь. - 1994. - №8.– С.13-16.

Широков Ю.В., Казаков Л.Н. Дискретные связанные системы 47.

фазовой синхронизации // Радиоэлектроника. - 1995. - №4.–С.17-26.

Палей Д.Э., Казаков Л.Н. Динамика дискретной системы 48.

второго порядка с несколькими нелинейностями // Радиоэлектроника. 1995. - №3. – С. 61-68.

Широков Ю.В., Казаков Л.Н. Нелинейная динамика 49.

дискретных связанных систем фазовой синхронизации // Радиофизика. 1995. - №3–4. - С.217-224.

Казаков Л.Н., Палей Д.Э. Анализ полосы захвата импульсной 50.

системы фазовой синхронизации второго порядка // Радиотехника и электроника. - 1995. - № 5. Т.40. - С. 823-828.

Казаков Л.Н., Палей Д.Э. Анализ полосы захвата импульсной 51.

системы фазовой синхронизации третьего порядка с пилообразной характеристикой детектора // Радиотехника. - 1998. - №1. - С. 29–35.

Тихомиров Н.М., Романов С.К. Быстродействие синтезаторов 52.

частот с частотной модуляцией // Техника средств связи, Сер. ТРС. - 1984.

- №. 7. - С. 86-91.

Шахгильдян В.В., Пестряков А.В., Кабанов А.И. Общие 53.

принципы построения быстродействующих синтезаторов частот на основе систем фазовой синхронизации // Электросвязь. - 1983. - №10. - С.36-42.

Тихомиров Н.М., Романов С.К., Марков И.А. Сравнительная 54.

оценка коммутационных способов уменьшения времени перестройки СЧ ИФАПЧ по частоте // Теория и техника радиосвязи: научно-технический сборник. - Воронеж. - 2007. - Вып.1. - С.79-88.

Черкашин А.А., Удалов Н.Н. Динамические и спектральные 55.

характеристики сигма-дельта синтезаторов сигналов с линейной частотной модуляцией // Электросвязь. - 2012. - № 5. - С. 35-38.

Вишняков Д. Ю., Чернов С. А. Проектирование 56.

многокольцевых синтезаторов частот с коммутируемой структурой // Цифровая обработка сигналов и ее применение: сборник докладов 14-й международной конференции. - Москва, 2012. - Т. 1. - С. 38-40.

57. Noise Analysis in Operational Amplifier Circuits // Application Report. Texas Instruments. 2007. 27 p.

Вишняков Д.Ю., Калямин А.Н. Формирование спектральной 58.

плотности мощности фазовых флуктуаций сигнала синтезаторов частот косвенного типа // Вестник ЯрГУ им. П. Г. Демидова, Сер. Естественные и технические науки. - 2011. - № 2. - С. 73-80.

Вишняков Д.Ю., Калямин А.Н. Структурный синтез СЧ 59.

ИФАПЧ на основе оптимального фильтра Винера // Цифровая обработка сигналов и ее применение: сборник докладов 13-й международной конференции. - М., 2011. - Т. 1. - С. 19-22.

Пестряков А.В., Лебедев А.Н., Виноградов А.Н. Комплекс 60.

мониторинга систем профессиональной мобильной радиосвязи // Электросвязь. - 2005. - № 6. - С. 14-18.

61. Jim Carlini. Practical Developments Using Today Fractional Synthesizers. // High Frequency Electronics, September, 2009 – P. 34-47.

62. Michael H. Perrott, Mitchell D. Trott, Charles G. Sodini A Modeling Approach for – Fractional-N Frequency Synthesizers Allowing Straightforward Noise Analysis / IEEE Journal of solid-state Circuits, Vol.37, №8 August, 2002 – P. 1028-1038.

63. M. G. Perrott, T. L. Tewksbury III, and C. G. Sodini, "A 27-mW CMOS fractional-N synthesizer using digital compensation for 2.5-Mb/s GFSK modulation", in IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 32, pp. 2048-2059, Dec. 1997.

64. W. Rhee. Multi-bit delta-sigma modulation technique for fractional N frequency synthesizers. Ph.D. Dissertation. University of Illinois, 2001.

Ли Э.Б., Маркус Л. Основы оптимального управления. Пер. с 65.

англ. - М.: Наука, Главная редакция физико-математической литературы. 1972. - 576 с.

Вишняков Д.Ю. Проектирование синтезаторов частот 66.

сантиметрового диапазона с применением оптимального управления // Вестник ЯрГУ им. П.Г. Демидова, Серия Естественные и технические науки.- 2012. - № 4. - С. 46-52.

Алексеев В.М., Тихомиров В.М., Фомин С.В. Оптимальное 67.

управление: учебное пособие. - М.: Наука, Главная редакция физико математической литературы. - 1979. - 432 с.

Михайлов В.С. Теория управления. – К.: Высшая школа.

68.

Головное издательство. - 1988. - 312 с.

Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. - М.: Советское 69.

радио, 1966. - 701 с.

Тихонов В.И., Харисов В.Н. Статистический анализ и синтез 70.

радиотехнических устройств: учебное пособие для вузов. - М.: Радио и связь, 1991. - 608 с.

Шахтарин Б.И. Фильтры Винера и Калмана. - М.: Гелиос АРВ, 71.

2008. - 408 с.

Казаков Л.Н., Вишняков Д.Ю. Проектирование прецизионных 72.

синтезаторов частот на основе ИФАПЧ // Электросвязь. - 2013. - № 5. - С.

34-39.

Казаков Л.Н., Вишняков Д.Ю. Структурно-параметрический 73.

синтез синтезаторов частот косвенного типа // Наука и образование. МГТУ им. Н.Э. Баумана: электрон. журн. № 6.

- 2012. - - URL:

http://technomag.edu.ru/doc/423339.html (дата обращения: 13.07.2012).

Вишняков Д.Ю. Структурный синтез высокостабильных 74.

синтезаторов частот косвенного типа // Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов для связи и вещания: сборник докладов научно-технического семинара. - Йошкар-Ола, 2012. - С. 43-45.

Вишняков Д.Ю. Структурный синтез многокольцевых 75.

прецизионных синтезаторов частот косвенного типа // Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов для связи и вещания:

сборник докладов научно-технического семинара. - Одесса, 2011. - С. 49 51.

Вишняков Д.Ю., Казаков Л.Н. Структурно-параметрический 76.

синтез прецизионных широкополосных синтезаторов частот сантиметрового диапазона // Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов для связи и вещания: сборник докладов научно технического семинара. - Ярославль, 2013. - С.125-127.

Вишняков Д.Ю., Казаков Л.Н. Разработка широкополосных 77.

синтезаторов частот сантиметрового диапазона // Радиолокация, навигация, связь: сборник материалов 19-ой международной научно технической конференции. – Воронеж, 2013. - т. 2 – С. 1185-1195.

Вишняков Д.Ю., Казаков Л.Н., Силивакин А.В., Кротков Д.В., 78.

Соловьев Д.М., Калямин А.Н. Разработка комбинированных прецизионных синтезаторов частот и сигналов // Актуальные вопросы разработки и внедрения информационных технологий двойного применения: сборник докладов XII Всероссийской научно-практической конференции. Ярославль, 2011. - С. 68-78.

Вишняков Д.Ю., Казаков Л.Н., Силивакин А.В., Кротков Д.В.

79.

Прецизионные широкополосные синтезаторы сантиметрового диапазона на основе коммутируемых структур // Актуальные вопросы разработки и внедрения информационных технологий двойного применения: сборник докладов XIII Всероссийской научно-практической конференции. Ярославль, 2012. - С. 101-106.

Вишняков Д.Ю., Казаков Л.Н., Калямин А.Н., Силивакин А.В., 80.

Кротков Д.В. Прецизионные синтезаторы частот для высокоскоростных систем передачи информации // Перспективные технологии в средствах передачи информации: сборник докладов 9-й международной научно технической конференции. - Владимир-Суздаль, 2011. - Т. 2. - С. 120-122.

Вишняков Д.Ю., Казаков Л.Н., Калямин А.Н. Разработка и 81.

практическая реализация синтезаторов частот и сигналов сантиметрового диапазона с пониженным уровнем фазовых флуктуаций // Актуальные вопросы разработки и внедрения информационных технологий двойного применения: сборник докладов XI Всероссийской научно-практической конференции. - Ярославль, 2010. - С. 181-188.

Синтезаторы частот: учебное пособие / Б.И. Шахтарин, Г.Н.

82.

Прохладин, А.А. Иванов, А.А. Быков и др. – М.: Горячая линия – Телеком, 2007. – 128 с.

Линдсей В. Системы синхронизации в связи и управлении.

83.

Пер. с англ.;

Под ред. Ю.Н. Бакаева, М.В. Капранова. - М.: Советское радио, 1978. - 600 с.

Ньютон Дж.К., Гулд Л.А., Кайзер Дж.Ф. Теория линейных 84.

следящих систем. Пер. с англ.;

Под ред. А.М. Летова. - М.:

Государственное издательство физико-математической литературы, 1961. - 409 с.

Бесекерский В.А. Динамический синтез систем 85.

автоматического регулирования. - М.: Наука, 1970. - 538 с.

Бесекерский В.А. Цифровые автоматические системы. - М.:

86.

Наука, 1976. - 576 с.

Бесекерский В.А., Попов Е.П. Теория систем автоматического 87.

регулирования. - М.: Наука, 1972. - 767 с.

Пестряков А.В., Островский И.В., Колесников И.И.

88.

синтезаторы частот для систем мобильной связи // Синхронизация, формирование и обработка сигналов: сборник материалов научно технического семинара. – Ярославль, 2003. - С. 100-102.

89. M. Perrott, M. Trott, C. Sodini, A Modeling Approach for Fractional-N Frequency Synthesizers Allowed Straightforward Noise Analysis. IEEE Journal of Solid State Circuits, vol. 37 no. 8, 2002, pp. 1028– 1037.

90. Scott E. Meninger, Michael H. Perrott A Fractional-N Frequency Synthesizer Architecture Utilizing a Mismatch Compensated PFD/DAC Structure for Reduced Quantization-Induced Phase Noise / IEEE Transactions on Circuits and Systems – II;

Analog and Digital Signal Processing, Vol.50, № 11, November, 2003. – P.839-849.

Yipping Fan. “Model, analyze and simulate fractional-N 91.

frequency synthesizers” Microwawes&RF Journal. January 1994. P.22-26.

92. H. Arora, N. Klemmer, J.C. Morizio, P.D. Wolf, Enhanced Noise Modeling of Fractional-N Frequency Synthesizers. IEEE Transactions on Circuits and Systems – I, regular papers, vol. 52, no.2, 2005, pp. 379-395.

Вишняков Д.Ю., Калямин А.Н. Статистический анализ фазовой 93.

нестабильности СЧ-ИФАПЧ с ДДПКД // Вестник ЯрГУ им. П. Г.

Демидова. Сер. Естественные и технические науки. - 2010. - № 2. - С. 67 72.

Вишняков Д.Ю., Чернов С.А. Возбудитель ЧМ колебаний на 94.

основе ИФАПЧ синтезатора // Цифровая обработка сигналов и ее применение: сборник докладов 12-й международной конференции. – М., 2010. - Т. 2. - С. 47-49.

Вишняков Д.Ю., Чернов С.А. Параметрическая оптимизация 95.

СЧ-ИФАПЧ с ДДПКД // Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов для связи и вещания: сборник докладов научно технического семинара. - Н.Новгород, 2010. - С. 49-51.

Вишняков Д.Ю., Шушков В.Г. Параметрическая оптимизация 96.

СЧ-ИФАПЧ с ДДПКД // Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов для связи и вещания: сборник докладов научно технического семинара. - Воронеж, 2009. - С. 47-49.

Вишняков Д.Ю., Казаков Л.Н. Возбудитель ЧМ колебаний на 97.

основе ИФАПЧ синтезатора // Актуальные вопросы разработки и внедрения информационных технологий двойного применения: сборник докладов Всероссийской научно-практической конференции.

XI Ярославль, 2009. - С. 49-52.

Вишняков Д.Ю., Казаков Л.Н., Шушков В.Г. Разработка и 98.

исследование ИФАПЧ-синтезаторов частот для радиоэлектронной аппаратуры специального назначения // Актуальные вопросы разработки и внедрения информационных технологий двойного применения: сборник докладов Всероссийской научно-практической конференции.

XI Ярославль, 2008. - С. 53-55.

99. Jason Breitbarth. Cross Correlation in Phase Noise Analysis // Microwave Journal Vol.54, №2 April, 2011 – P. 78-86.

100. Ulrich Rohde, Ajay Poddar and Anisha Apte. Phase Noise Measurements and System Comparisons // Microwave Journal Vol.56, № April, 2013 – P. 22-46.

101. Phase Noise Characterization of Microwave Oscillators // Product Note 11729B-1. Agilent Technologies. 2007. 50 p.

Приложение Ниже представлены результаты расчёта эквивалентных и пересчитанных с учётом возмущений (белый частотный шум и частотный шум случайных блужданий) шумовых полос для колец с петлевым фильтром 1 jT K ф j (1), n j С 1 jTфi i где С, T1, Tфi – постоянные петлевого фильтра;

n – порядок фильтра.

В формулах принято K фд K пг K.

СN Соотношения для расчёта эквивалентной и пересчитанной шумовых полос Порядок кольца Эквивалентная шумовая полоса для возмущений в опорном канале N N K T 2 T N N K T 2 T1 T N 2 K T12 T2 T3 N T2 T3 K T1 T2 T 2 N T1 T2 T3 N T2 T3 K T12 T2 T Пересчитанная шумовая полоса для возмущений в канале управления Белый частотный шум N 2 K T N 2 K T1 T N 2 T2 T 2 K N T1 T2 T3 N T2 T3 2 K T12 T2 T Частотный шум случайных блужданий N 2 K 2 T N 2 K 2 T1 T N 2 N T2 T3 K T1 T2 T 2 K 2 N T1 T2 T3 N T2 T3 2 K T12 T2 T

Pages:     | 1 ||
 





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.