авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:     | 1 || 3 |

«ИЗВЕСТИЯ ВЫСШИХ УЧЕБНЫХ ЗАВЕДЕНИЙ РОССИИ 4 РАДИОЭЛЕКТРОНИКА 2006 ...»

-- [ Страница 2 ] --

2. Об использовании эффекта нелинейного рассеяния при поиске терпящих бедствие на воде / Н. Ю. Ба банов, А. А. Горбачев, С. В. Ларцов и др. // Радиотехника и электроника. 2000. Т. 45, № 6. С. 676–680.

Толщина слоя диэлектрика нормирована к длине волны в нем c на частоте = 2 109 Гц.

2) Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== 3. Schuman H. Time-domain scattering from a nonlinearly loaded wire // IEEE Trans. Ant. Prop. 1974. Vol. AP-22, № 4. P. 611–613.

4. Liu T. K., Tesche F. M. Analysis of antennas and scatterers with nonlinear loads // IEEE Trans. Ant. Prop.

1976. Vol. AP-24, № 2. P. 131–139.

5. Liu T. K., Tesche F. M., Deadrick F. J. Transient excitation of an antenna with a nonlinear load: Numerical and Experimental Results // IEEE Trans. Ant. Prop. 1977. Vol. AP-24, № 2. P. 539–542.

6. Caorsi S., Massa A., Pastorino M. Genetic algorithms as applied to the numerical computation of electromagnetic scattering by weakly nonlinear dielectric cylinders // IEEE Trans. Ant. Prop. 1999. Vol. 47, № 9. P. 1421–1428.

7. Левитан Б. М. Почти-периодические функции. М.: Гос. изд. техн.-теор. лит., 1953. 396 с.

8. Петров Б. М. Электродинамика и распространение радиоволн. М.: ГЛ-Телеком, 2003. 558 с.

9. Пухов Г. Е. Дифференциальные преобразования функций и уравнений. Киев: Наук. думка., 1984. 420 с.

10. Ландау Э. Введение в дифференциальное и интегральное исчисление / Пер. с нем. М.: Иностр. лит., 1948. 458 с.

11. Петров Б. М. Нелинейные граничные условия и вольтамперные характеристики // Изв. вузов. Радио электроника. 1995. Т. 38, № 1. С. 3–8.

12. The art of scientific computing. 2-d edition / W. H. Press, S. A. Teukolsky, W. T. Vetterling, B. P. Flannery.

Cambridge: Cambridge university press, 1992. 994 p.

B. M. Petrov, T. A. Suanov Taganrog state university of radio engineering Reflection of plane biharmonic waves from nonlinear dielectric-coated flat metal surface The nonlinear impedance type boundary conditions for mutually orthogonal polarizations are given, and set of simultaneous nonlinear algebraic equations in amplitudes of sideband components of equivalent surface currents are composed. The graphs of spectral components amplitudes as the functions of layer thickness and incident wave amplitude are calculated.

Nonlinear dielectric, nonlinear boundary conditions, almost periodic functions, calculation data Статья поступила в редакцию 18 января 2006 г.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== Системы телекоммуникации, устройства передачи, приема и обработки сигналов УДК 621. Д. И. Иванов, И. А. Цикин Санкт-Петербургский государственный политехнический университет Сетевая реализация стохастических моделей радиотехнических устройств Рассматривается проблема реализации удаленного сетевого коллективного доступа к компьютерным моделям радиотехнических устройств, требующим сравнительно большого объема вычислений.

Сетевой доступ, стохастические модели, Интернет, коллективный доступ В настоящее время как в научных исследованиях, так и при использовании совре менных технологий обучения широко применяются методы компьютерного моделирова ния физических процессов и явлений. Эта эффективная процедура дает возможность це лостного изучения поведения наиболее сложных систем как реально существующих, так и создаваемых для проверки теоретических гипотез [1]. Задача существенно усложняется, когда оказывается необходимым использовать методы статистических испытаний, ввиду традиционно большой вычислительной емкости данных процедур. Как пример можно привести область задач, связанных с оптимизацией алгоритмов обработки радиотехниче ских сигналов в различных условиях, в том числе при сложной помеховой обстановке. За частую такие задачи трудно решаются аналитическими способами.

Подобные задачи моделирования можно решать на основе специализированных баз данных, куда занесены результаты предварительных расчетов, однако такой метод обла дает весьма малой гибкостью. С другой стороны, часто используется метод публикации приложений в сети Интернет на основе Java- и Flash-технологий, но при этом вычисли тельная нагрузка перекладывается на компьютер пользователя, что ограничивает слож ность реализуемых моделей.

Современные информационные технологии позволяют реализовывать модели, тре бующие больших вычислительных ресурсов, без необходимости наличия мощного ком пьютера у конечного пользователя. В таком случае всю вычислительную нагрузку берет на себя сервер [2]. Дополнительные трудности при этом связаны с необходимостью обес печить одновременный доступ большого числа пользователей при сравнительно большом времени, затрачиваемом на вычислительные процедуры. Так, для получения достоверных статистических результатов, например при оценке вероятностей ошибочного приема сиг налов на уровне 106, требуется не менее 107 циклов экспериментов, что даже при со © Иванов Д. И., Цикин И. А., ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. временном уровне быстродействия ПК требует нескольких минут обработки для оценки лишь одного значения искомой вероятности. Поэтому актуальной является задача созда ния комплексов моделирования, адаптированных к многопоточной обработке таких задач в условиях коллективного доступа.

Одним из перспективных решений данной задачи является реализация системы кол лективного доступа в рамках использования HTML, HTTP и других элементов Интернета на основе технологии "клиент–сервер" с использованием в качестве программного клиен та Интернет-браузера. В задачи исполняющего серверного приложения при этом входит обеспечение параллельной работы пользователей с моделью, с реализацией по возможно сти инвариантных к виду модели способов улучшения характеристик качества обслужи вания, например механизма кэширования результатов.

Целью настоящей статьи является анализ возможных путей решения обозначенных проблем на основе современных информационно-телекоммуникационных технологий, в частности на основе технологий Интернета, на примере типичной радиотехнической зада чи оценки эффективности алгоритмов обработки сигналов. В статье анализируется реали зация системы коллективного асинхронного сетевого доступа к компьютерным моделям, предусматривающим относительно большой объем вычислений, и рассмотрен способ улучшения показателей качества обслуживания.

Особенности сетевого удаленного доступа к моделям. Для организации моделирова ния необходимо специальное программное обеспечение, в котором можно описать модель и создать инструментарий для ее управления. В результате модель принимает облик испол няющего приложения с управлением параметрами моделирующего алгоритма посредством интерфейса. Может также существовать иерархия исполняющих приложений, каждое из ко торых управляет параметрами других. Этот подход позволяет строить сложные системы мо делирования с использованием распределенного программирования, когда каждый блок сис темы описывается оптимальным для него языком программирования, причем важной задачей в данном случае является обеспечение взаимодействия таких блоков.

Сетевая ориентация накладывает специфические требования на организацию рас сматриваемых структур. Важно наладить механизм взаимодействия нескольких пользова телей с одним моделирующим алгоритмом (в конечном итоге, с приложением-моделью) независимо друг от друга, обеспечив обмен информацией между пользователями и алго ритмом по компьютерным сетям.

В настоящее время существуют разработки систем удаленного доступа к моделям, в том числе базирующихся на использовании в качестве клиента обычного Интернет браузера (см., например, [3]), но в подобных разработках, как правило, не рассматривается проблематика множественного обслуживания поступающих заявок с учетом сравнительно длительного времени собственно вычислительной процедуры моделирования.

Удаленный доступ к компьютерным моделям на основе WEB-среды. Одним из перспективных решений задачи удаленного доступа к модели представляется реализация системы в рамках уже установившихся сетевых стандартов представления и передачи ин формации, а именно использование HTML, HTTP и других элементов Интернета, которые Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== Пользователь Модель Коммуникационный Исполняющее шлюз приложение Web-Сервер Web-Браузер Интернет Рис. приспособлены для передачи и представления информации в среде низкоскоростных ка налов доступа. На сегодняшний день таковыми можно считать, например каналы с ис пользованием модемов для телефонных коммутируемых линий.

Следует отметить, что даже в среде высокоскоростных каналов при наличии большого количества одновременно работающих пользователей может возникнуть ситуация, когда часть пропускной способности канала, выделяемая на каждого пользователя, может умень шиться до значений пропускной способности, свойственной низкоскоростным каналам.

Рассмотрим взаимодействие частей разрабатываемой системы удаленного доступа к моделям при ее реализации на основе концепции "клиент–сервер". Система делится на че тыре основные составные части: исполняющее приложение, Web-сервер, коммуникаци онный шлюз, Web-браузер пользователя (рис. 1).

Исполняющим приложением является, по существу, непосредственно программный комплекс, реализующий моделирование. В простейшем случае таковым может служить Multi Desktop Interface (MDI) – Windows-приложение, способное перерабатывать одно временно несколько моделей, являющихся копиями основного моделирующего алгорит ма, но с различными начальными условиями. Это обеспечит возможность использования одного моделирующего алгоритма несколькими пользователями.

В качестве коммуникационного шлюза целесообразно использовать CGI-сценарий, ко торый работает в среде Web-сервера и при этом обеспечивает взаимодействие с исполняю щим приложением. Данная программа занимается разбором и оформлением полученных от исполняющего приложения данных, а также посылкой ему команд управления. При этом со храняется достаточная гибкость средств разработки с помощью Web-программирования.

Реализуя такую систему в рамках уже установившихся сетевых стандартов пред ставления и передачи информации (HTML, HTTP и других элементов Интернета), стано вится возможным использовать низкоскоростные каналы доступа к модели, поскольку указанные протоколы могут быть с успехом реализованы и в таких каналах. При этом со храняется достаточная гибкость средств разработки с помощью Web-программирования.

Пример стохастической модели. В качестве примера модели, требующей сравни тельно большого объема вычислений, рассмотрим модель дискретного канала системы распределенного мониторинга, обеспечивающей периодический опрос ряда объектов для получения информации об их текущем состоянии. Данная информация содержится в па кетах, передаваемых по исследуемому дискретному каналу.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. Целью моделирования является оценка вероятности правильного приема пакета и ве роятности трансформации сообщения, а также вероятности обнаружения ошибок (иначе го воря, вероятности отбраковки пакета) при заданных параметрах дискретного канала. В рас сматриваемой далее модели предполагается использование симметричного дискретного ка нала без памяти, когда основным параметром является вероятность ошибки на бит P [4].

Моделирование производится циклами заданное число раз. Характерными чертами при этом являются стохастичность модели, а также относительно большой объем вычислений для получения искомых вероятностей анализируемых решений. С практической точки зрения, обычно для таких систем представляет интерес рассмотрение вероятности ошибок на бит по рядка 103 и менее. При этом вероятность трансформации как более редкого события оказы вается порядка 106 и ниже. Следовательно, для проведения адекватного моделирования не обходимо порядка 107 испытаний (циклов) для оценки одного значения искомой вероятности.

Типичный информационный пакет включает в себя информационную часть и байты (один или более, обычно не более трех) контрольной суммы (КС), представляющей собой результат специальных операций над символами пакета. Информационная часть, как пра вило, содержит 4…10 байт и включает в себя идентификационный номер (адрес), один служебный байт, один байт длины, а также непосредственно информацию о состоянии объекта в информационном поле, длина которого зависит от передаваемого сообщения.

Каждый цикл моделирования можно разделить на три фазы: генерации пакета;

модели рования искажений, вносимых каналом;

моделирования процедуры обнаружения ошибок.

При реализации первой фазы информационная часть пакета (включая его длину) считается случайной, что вынуждает сформировать пакет, используя механизмы генера ции случайных чисел. После этого производится вычисление байтов КС.

Далее (вторая фаза) также с помощью механизма генерации случайных чисел моде лируются искажения, вносимые в пакет. В результате завершения этой фазы получают па кет с возможными искажениями.

На третьей фазе моделируется процесс проверки (процедуры обнаружения ошибок).

При этом производится расчет байтов КС принятого пакета, которые сравниваются с хра нящимися в данном пакете байтами КС. В случае их несовпадения пакет идентифицирует ся как искаженный и инкрементируется счетчик отброшенных пакетов. В противном слу чае производится побайтовое сравнение принятого пакета с исходным, и если есть несов падение, то инкрементируется счетчик трансформаций.

Реализация многопользовательского режима. Такой режим может быть реализован на основе организации мультизадачности на сервере моделей. Текущий уровень развития вычислительной техники уже обладает сформировавшимся инструментарием для разработ ки подобных приложений [5]. Организация мультизадачности основывается на понятии "поток", или "нить" (thread), широко используемом в современных версиях операционой системы (ОС) Windows [5], [6]. Оперируя этими программными абстракциями, представ ленными стандартными методами ОС, можно описать приложение, функции которого об служиваются разными потоками, т. е. выполняются параллельно. Следует отметить, что по Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== ток может быть отдан операционной системой на обработку любому (любым) процессо ру(ам), если ПК является мультипроцессорным. Это существенно ускоряет выполнение ка ждой программы при параллельном режиме работы. Именно использование концепции по токов при создании сетевого приложения и позволяет обеспечить возможность организации удаленной работы с этим приложением нескольким пользователям одновременно.

Показатели качества обслуживания и результаты их измерения. При оценке ка чества обслуживания важным является выбор параметров и критериев, исходя из которых можно оценить работу тестируемой системы удаленного доступа к компьютерным моде лям количественно. Определение критериев оценки влечет за собой задачи поиска путей их измерения, а также улучшения этих показателей.

Одним из наиболее важных (с точки зрения приложений удаленного сетевого дос тупа) параметров можно считать среднее время, затрачиваемое на обслуживание одной заявки пользователя в условиях наличия других аналогичных заявок, поступающих в сис тему с определенной интенсивностью. Подобные задачи решаются при организации Web серверов, но в данном случае особенностью является относительно длительное время по лучения результатов после инициирования процесса моделирования. При этом важным фактором является оценка средней длительности одного процесса моделирования (време ни обслуживания) в зависимости как от числа одновременно подключенных пользовате лей, так и от интенсивности поступления заявок.

Кроме того, важными параметрами также являются:

• объем оперативной памяти, занимаемый программным комплексом, в зависимости от числа одновременно выполняемых процессов моделирования;

• длительность операции обновления информации о текущем состоянии процесса моде лирования, отсчитываемая от момента подачи запроса браузером до получения данных, в зависимости от числа одновременно подключенных пользователей;

• объем передаваемых по сети данных для одного пользователя.

Для измерения длительности одного процесса моделирования t на стадии разработки системы была предусмотрена переменная, в которой после окончания расчетов сохраня лось время выполнения задачи. Результат измерений представлен на рис. 2 (N – число од новременно подключенных пользователей). На рис. 3 представлена зависимость средней длительности одного процесса моделирования tср от порядкового номера (индекса) заяв ки n при заданной интенсивности поступления заявок k.

tср, с t, c 40 k = 0 n 5 10 15 N 20 40 60 Рис. 2 Рис. ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. Объем оперативной памяти, занимаемый программным комплексом на серверной части, в большей степени определяется исполняющим приложением. В случае реализации упомянутой ранее стохастической модели утилизация памяти не превысила 3 Mбайт при 20 одновременно запущенных задачах. Следует отметить, что требования к оперативному запоминающему устройству в большей степени определяются спецификой модели.

Длительность операции обновления информации о текущем состоянии процесса мо делирования tобн, отсчитываемая от момента подачи запроса браузером до получения данных, в зависимости от числа одновременно подключенных пользователей N может быть измерена при помощи специальной страницы на стороне клиента. В этом случае при помощи специальной JavaScript-подпрограммы сохраняется время момента отправки браузером запроса, которое впоследствии вычитается из времени момента полного прихо да ответной страницы. Результат измерений представлен на рис. 4.

Объем передаваемых по сети данных может быть определен анализом файлов отчета Web-сервера в условиях, когда он занимается только обслуживанием модели. Информа ция о величине этого объема может быть получена также и от программы мониторинга сетевого интерфейса клиента (обычно, такие средства встраиваются в персональные fire wall’ы, например, Outpost Firewall). Для рассмотренного примера стохастической модели при проведении пользователем одного статистического эксперимента, содержащего циклов, приложение Internet Explorer передало по сети 48.3 Кбайт данных.

Реализация кэширования. При обработке системой обслуживания большого пото ка заявок рано или поздно наступает момент, когда параметры заявок начинают повто ряться. В таком случае целесообразно не проводить процесс вычислений заново, а взять результаты из некоторой базы данных (БД). Отсюда следуют задача реализации подобно го хранилища, а также задача реализации механизма выборки результатов из этого храни лища по определенным критериям [7].

В разработанной системе использовался механизм кэширования на основе обычного бинарного файла, элементы записи (строки) в котором представляли из себя отсортиро ванный по параметрам массив. При поступлении на исполняющее приложение команды о начале моделирования с определенным вектором входных параметров сначала произво дился поиск по хранилищу соответствующих результатов. В случае удачного поиска мо дель не запускалась, а пользователю сразу же выдавались найденные результаты. При этом важно организовать узкоспециализи рованные для каждого параметра критерии tобн, с отбора. Так, например для количества цик лов, более важным является порядок числа, 4. а не конкретное цифровое значение. Разу меется, каждая конкретная модель форми- 2. рует свои критерии к выборке параметров, и, следовательно, на стадии проектирова- ния необходимо сконфигурировать блок 1 5 10 N Рис. Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== кэширования в соответствии с этими критериями. В случае, если все элементы вектора входных параметров соответствовали по выбранным критериям сравнения какой-либо строке в хранилище, то такая строка засчитывалась за подходящую и ассоциированные с ней результаты ранее проведенного эксперимента использовались в качестве ответа на за явку. Для ускорения выборки использовался метод дихотомии.

В рассмотренном ранее примере модели рассматривался вектор входных параметров In = { N, P, M }, причем его составляющие определялись следующим образом: N = 10r – чис ло операций на один процесс моделирования (r – случайное целое число из диапазона 4…7);

P = 10 p (p – целое случайное число из диапазона 3…6;

M – длина информационной части (случайное число из диапазона 4…10). Приведенные значения можно считать типичными применительно к рассматриваемому примеру модели. Поскольку не было оснований отдать предпочтение каким-либо значениям величин, они считались распределенными равномерно.

Таким образом, в использованной модели после инициирования операции запуска про цесса моделирования вначале анализировался вектор входных параметров In = { N, P, M }, после чего принималось решение о начале процесса вычислений или о возможности ис пользования результатов, хранящихся в кэш-памяти. При выборке результатов из кэш памяти для входных параметров допускался некоторый интервал нечувствительности. Так, например для общего числа операций R и значения вероятности ошибки на бит P, пользо ватель вводил точные желаемые значения, однако в процессе моделирования учитывались лишь порядки этих величин. Напротив, диапазон вариаций длины информационной части M весьма ограничен ( 4…10 ), так что при моделировании требовался учет точного значе ния этого параметра. В целом интервал нечувствительности в статистическом моделирова нии для каждого параметра должен быть увязан с доверительным интервалом выходных параметров, которые необходимо получить в результате моделирования.

В итоге проведенных исследований были получены зависимости, представленные на рис. 5, из которых следует, что при низком значении интенсивности ( k = 1) время обра ботки одной заявки меньше интервала их поступления. При возрастании интенсивности с некоторого момента использование механизма кэширования начинало благоприятным об разом сказываться на среднем времени выполнения, так как вероятность нахождения в кэш-памяти готового результата возрастала с окончанием обработки каждой заявки.

Таким образом, применение механизма кэширования является целесообразным и мо жет существенно снизить время обслужи вания при решении подобных задач. Тем не t, с менее, из рис. 5 следует, что при больших значениях интенсивности ( k 20 ) скорость поступления заявок много больше, чем время их обработки и, следовательно, веро ятнее всего сервер перегрузится раньше, k = чем начнет сказываться механизм исполь зования кэш-памяти, что и произошло при n 1 20 40 60 проведении эксперимента в этом случае.

Рис. ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. Проведенные исследования показали, что при выполнении задач статистического моде лирования в процессе создания программного обеспечения, позволяющего производить ком пьютерное моделирование с удаленным сетевым коллективным доступом, целесообразно воспользоваться концепцией построения приложений, изначально направленных на исполь зование многопоточности. К таким задачам относятся, в частности задачи оценки эффектив ности большинства радиоустройств, являющихся элементами радиотехнических систем, функционирующих в условиях воздействия случайных помех различного происхождения.

Для сокращения времени выполнения задачи можно воспользоваться кэшированием дан ных. Полученные результаты в виде средней длительности одного процесса моделирования при заданной интенсивности поступления заявок показали достаточную эффективность такого подхода: в рассмотренной задаче время обслуживания удалось снизить более чем в два раза.

Решение задач радиотехнического статистического моделирования дает весьма гиб кий подход к организации предвыборки параметров из кэш-памяти, так как данные задачи зачастую имеют довольно большие диапазоны нечувствительности входных параметров к результату. Например, в рассмотренном примере модели важен порядок, а не точное ко личество циклов эксперимента.

Перспективная технология объединения в кластерную систему нескольких компью теров позволяет поднять производительность системы в целом до уровня нескольких GFlops при использовании достаточно дешевого компьютерного оборудования1). Такой вычислительный комплекс может использоваться для многопоточного моделирования, а это, в свою очередь, должно сказаться на устройстве исполняющего приложения модели, которое распределяет поток заявок пользователей по процессорам кластера. Однако вне зависимости от числа процессоров в системе моделирования можно отметить, что подход проектирования многопоточных приложений моделирования с многопользовательским обслуживанием является перспективным [8].

Библиографический список 1. Луговской В. И., Синявский К. С., Гааб В. И. Математическое моделирование. М.: Наука, 1997. 356 с.

2. Иванов Д. И., Цикин И. А. Сетевой удаленный доступ к компьютерным моделям // Компьютерное моделирование 2003: Тр. междунар. науч.-техн. конф. Санкт-Петербург, 25–26 июня 2003 г. СПб.: Нестор, 2003. С. 417–418.

3. Новый подход к инженерному образованию: теория и практика открытого доступа к распределенным информационным и техническим ресурсам / Ю. В. Арбузов, В. Н. Леньшин, С. И. Маслов и др. М.: Центр Пресс, 2000. 238 с.

4. Вентцель Е. С., Овчаров Л. А. Теория случайных процессов и ее инженерные приложения. М.: Изд.

центр "Академия", 2003. 464 с.

5. Ноутон П., Шилдт Г. JavaTM 2 / Пер. с англ. СПб.: БХВ-Петербург, 2001. 1072 с.

6. Каплан А., Нильсен М. Ш. Windows 2000 изнутри. М.: ДМК, 2000. 400 с.

7. Иванов Д. И., Цикин И. А. Повышение эффективности универсальных клиент-серверных реализаций математических моделей физических явлений и процессов // Компьютерное моделирование 2005: Тр. межд.

науч.-техн. конф. Санкт-Петербург, июнь 2005 г. СПб.: Изд-во Политехн. ун-та, 2005. С. 589–591.

8. Кургалин С. Д., Расхожев В. В. Система удаленного доступа к параллельному компьютерному кла стеру // Телематика-2004: Тр. XI Всерос. науч.-метод. конф. / СПбГУИТМО. СПб., 2004. С. 92.

Шевель А., Лаурет Д. Опыт построения вычислительного кластера // Открытые системы. 2001. № 11.

1) http://www.osp.ru/os/2001/11/010.htm Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== D. I. Ivanov, I. A. Tsikin Saint-Petersburg state polytechnical university Network realization of radio devices’ stochastic models The review of parallel network access conception realization to a radio engineering models witch expects large calculating recourses.

Network access, stochastic models, Internet, collective acsess Статья поступила в редакцию 23 декабря 2005 г.

УДК 621.396. В. И. Гадзиковский Уральский государственный технический университет – УПИ Комплексный рекурсивный цифровой фильтр для УПЧ изображения телевизионного приемника Рассматривается результат проектирования рекурсивного цифрового фильтра (ЦФ) для усилителя промежуточной частоты изображения телевизионного приемника, реализуемого по квазипараллельной схеме. Проводится расчет разрядности коэффициен тов и операционных устройств цифрового сигнального процессора, на котором предпола гается реализация ЦФ.

Комплексный рекурсивный цифровой фильтр, полюсы и нули передаточной функции, квантование коэффициентов, шумы квантования, частота дискретизации Особенностью усилителя промежуточной частоты (УПЧ) изображения телевизион ного приемника является различная крутизна скатов амплитудно-частотной характеристи ки (АЧХ) (рис. 1): левый скат является крутым, а правый – пологим (срез Найквиста).

Аналоговые УПЧ-фильтры в настоящее время реализуются на основе поверхностных аку стических волн (ПАВ). В этом случае цифровая обработка сигнала (ЦОС) может осущест вляться только после амплитудного детектора, т. е. на видеочастоте.

На основе метода комплексных огибающих [1] при обработке полосовых сигналов можно строить комплексные цифровые фильтры (ЦФ), производящие обработку квадра турных компонент комплексной огибающей полосового сигнала, спектр которого сдвига ется в низкочастотную область (влево) на величину промежуточной частоты fп ч = 38 МГц. При этом частота дискретизации f д определяется шириной спектра теле Срез Найквиста A A 100 % 100 % 50 % 50 % f, МГц f, МГц 31 34 37 f п ч –7 –4 – Рис. Рис. © Гадзиковский В. И., ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. визионного сигнала и не зависит от несущей частоты, следовательно, частота дискретиза ции для комплексного ЦФ f д fп ч. Применение комплексных ЦФ в УПЧ, а также циф ровых детекторов позволяет осуществлять ЦОС, начиная с тракта промежуточной часто ты, а не с видеотракта, как это делается в настоящее время [1].

Идеализированная форма АЧХ комплексного ЦФ для УПЧ телевизионного прием ника изображена на рис. 2.

В [2] рассмотрены методы синтеза вещественных ЦФ: математический для нерекур сивных и эвристический для рекурсивных ЦФ. Для комплексных ЦФ модификации этих методов возможны, но носят частный характер, поэтому сферы их применения ограниче ны. В настоящей статье использован универсальный метод эвристического синтеза ком плексных рекурсивных ЦФ (КРЦФ), базирующийся на экспериментальном подборе поло ( k = 1, N ) жения полюсов zpk = pk e и нулей z0k = 0k e j0 k передаточной функции jpk (ПФ) комплексного фильтра H ( z ) = K0 = K 1 0k e j0 k z 1 z0 k z N N, (1) 1 j pk k =1 1 z pk z k =1 1 pk e z где K 0 – нормирующий коэффициент;

N – порядок ЦФ.

Фильтр с ПФ (1) представляется каскадным соединением блоков первого порядка.

Его АЧХ имеет вид 1 + 0k 20k cos ( 0 k T ) A ( T ) = K0 = K 1 z0 k e j T N N 1 + 2k 2pk cos ( pk T ). (2) j T k =1 1 z pk e k =0 p Характер влияния одиночных комплексных полюсов zpk и нулей z0k блоков первого порядка ПФ (1) на АЧХ КРЦФ исследован автором в подготовленной к печати монографии "Методы проектирования цифровых фильтров".

Эвристический метод синтеза КРЦФ состоит в экспериментальном подборе положе ( k = 1, N ) ния полюсов zpk и нулей z0k на комплексной Z-плоскости и построении АЧХ фильтра каскадной структуры. Эта процедура является интерактивной, так как проектиров щик (пользователь) в процессе проектирования осуществляет контроль результирующей АЧХ (2) и коррекцию положения полюсов и нулей ПФ (1).

При проектировании КРЦФ для УПЧ изображения телевизионного приемника с пе редаточной функцией (1) форма результирующей АЧХ фильтра корректировалась вариа цией положения комплексных полюсов и нулей на Z-плоскости, а также добавлением но вых элементарных блоков первого порядка до тех пор, пока АЧХ синтезированного ЦФ не стала удовлетворять следующим условиям:

• неравномерность АЧХ в полосе пропускания не превышала 3 дБ;

• затухание АЧХ на нулевой частоте равно 6 дБ;

• затухание в полосе задерживания 40 дБ.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== В результате синтеза получены следующие параметры КРЦФ:

• порядок фильтра N = 14 ;

• ПФ в нуль-полюсном представлении имеет вид (1);

• нормирующий коэффициент K0 = 0.01836.

Параметры полюсов и нулей передаточной функции сведены в таблицу.

Полюса Полюса zpk Нули z0k Нули z0k zpk k k pk pk, pk pk, 0k 0k, 0k 0k, рад. рад.

рад. рад.

1 0.9 –3.142 1.0 –3.142 8 0.53 –0.616 1.0 –2. 2 0.9695 –2.409 1.0 –2.618 9 0.86 –1.257 1.0 –1. 3 0.6062 –0.283 1.0 –0.522 10 0.86 –2.513 1.0 –2. 4 0.88 –2.513 1.0 –2.827 11 0.8 –2.042 1.0 –2. 5 0.6 –2.482 1.0 –2.827 12 0.9 –2.67 1.0 –2. 6 0.808 –0.063 1.0 –0.628 13 0.8 –2.89 1.0 –2. 7 0.6 –1.885 0.3 –2.199 14 0.6 –2.513 1.0 –2. АЧХ синтезированного фильтра A (W ), рассчитанная по формуле (2), изображена на рис. 3, а в линейном и на рис. 3, б – в логарифмическом масштабах. На рис. 3, в представлена в увеличенном масштабе АЧХ в полосе пропускания. Здесь W = f f д – нормированная частота.

Спроектированный РКЦФ имеет неравномерность АЧХ в полосе пропускания 2.026 дБ, минимальное затухание в полосах задерживания 41.884 дБ, затухание на нуле вой частоте 6 дБ. Эти параметры отвечают требованиям к АЧХ УПЧ изображения теле визионного приемника. Фильтр является минимально-фазовым, так как нули передаточ ной функции находятся на Z-плоскости либо внутри круга, либо на окружности единично го радиуса. Его ФЧХ не является строго линейной.

При техническом проектировании РКЦФ для УПЧ изображения телевизионного приемника можно добиться АЧХ, имеющей меньшую неравномерность в полосе пропус кания и большее минимальное затухание в полосах задерживания.

В настоящее время ЦФ реализуются на сигнальных процессорах (Digital signal proc essor – DSP) в формате с фиксированной точкой, что позволяет вести обработку сигналов в реальном масштабе времени. Поэтому коэффициенты синтезированного ЦФ следует подвергнуть квантованию при допустимых искажениях АЧХ, а также определить необхо димую разрядность DSP, обеспечивающую требуемые значения динамического диапазона сигнала на входе и отношения сигнал/шум на выходе ЦФ при заданном максимальном уровне входного сигнала. Методики решения этих задач разработаны в [1], [2].

A, дБ A, дБ A – 0.5 – – –70 – –0.5 –0.25 0 0.25 W –0.5 –0.25 0 0.25 W –0.4 –0.3 –0.2 –0.1 W а б в Рис. ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. Квантование коэффициентов передаточной функции H ( z ) по методу усечения для нерекурсивного вещественного ЦФ M-го порядка в системе компьютерной математики Mathcad выполняется по следующей подпрограмме:

AA := max ( AC ) 1. 6.

SK := SKc: = ceil ( log (1 + AA, 2 ) ) 2. 7.

k := 0..N ack : = trunc ( a k ) 3. 8. SKd: = SK 1 SKc ( ) adk k : = trunc ad k 2SKd 2SKd ad k : = a k ack 4. 9.

ak k : = ack + adk k AC k : = ac k 5. 10.

При квантовании коэффициентов по методу округления в приведенной подпрограм ме функция trunc ( ) заменяется функцией round ( ).

В подпрограмме идентификаторы имеют следующий смысл: SK – общая разрядность коэффициентов Sк ;

SKc – число разрядов для представления целой части коэффициентов – число разрядов для представления дробной части Sцк ;

SKd коэффициентов Sдк ;

a k – значения коэффициентов ЦФ ak, k = 0, N ;

ac k и ad k – их целые и дробные части соответственно.

Для спроектированного РКЦФ получены квантованные по методу округления ко ( Sцк = 1, Sдк = 9 ). Расчеты показали, что при ( Sц к = 1, эффициенты при Sк = 11 Sк Sд к 6 ) ) АЧХ ЦФ будет иметь недопустимые искажения.

В [1] получены условия, при выполнении которых вещественный двухкоординатный векторный ЦФ эквивалентен комплексному скалярному ЦФ. Передаточная функция ска лярного РКЦФ и матрица передаточных функций эквивалентного двухкоординатного век торного рекурсивного вещественного ЦФ первого порядка описываются выражениями1):

( ) ( ) 1 z0 r z 1 1 z0cr + jz0sr z 1 + ac1r + jas1r z (1) Hr ( z ) = = = ;

r = 1, N ;

( ) ( ) 1 zpr z 1 1 zpcr + jzpsr z 1 1 + bc1r + jbs1r z 1 + b z 1 bs1r z 1 1 + ac1r z 1 as1r z Hr ( z ) = ;

r = 1, N, (1) c1r b z 1 1 1 + bc1r z as1r z 1 + ac1r z (3) s1r ( r = 1, N ) где ac1r, as1r, bc1r, bs1r – вещественные (косинусные) и мнимые (синусные) части коэффициентов блоков комплексного ЦФ соответственно.

Структурная схема двухкоординатного векторного РКЦФ первого порядка, описы ваемого матрицей передаточных функций (3), изображена на рис. 4.

В общем случае матрица передаточных функций эквивалентного двухкоординатного векторного рекур 1) сивного ЦФ первого порядка имеет вид 1 b z 1 a + ac1 z 1 as0 as1 z (1) ( ) 1 + bc1r z c0r ;

r = 1, L.

Hr z = s1r 1 a r r r bs1 z s0 + as1 z 1 + bc1 z c0r + ac1r z 1 1 a r r r r Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== c r [ n] xcr [n] H G G G G z 1 z G ac1r bc1r 0 1 2 3 e as1r bs1r H0 H1 H2 H3 H F as1r F bs1r F F F ac1r bc1r Рис. Разрядность операционных устройств z 1 z скалярных комплексных ЦФ удобно рассчи тывать, заменяя их эквивалентными двух sr [ n] xsr [n] координатными векторными вещественны Рис. ми ЦФ.

При вычислении матрицы передаточных функций следует учитывать некоммутатив ность операции перемножения матриц, поэтому при определении результирующих мат риц векторных ЦФ каскадной структуры необходимо правильно расставлять матрицы пе редаточных функций отдельных каскадов (блоков).

Анализ шумов квантования и методы расчета разрядности операционных устройств векторных ЦФ разработаны в [1].

Расчет разрядности операционных устройств синтезированного РКЦФ проведен при следующих исходных данных:

• максимальный по модулю уровень входного сигнала X = max x[n] = 1 ;

n • динамический диапазон входного сигнала Д = 40 дБ ;

• отношение "сигнал/шум" на выходе ЦФ при входном сигнале, соответствующем ниж ней границе динамического диапазона, Ш = 40 дБ ;

• для представления чисел в DSP применялся дополнительный код.

В расчетах использовались значения коэффициентов ЦФ, квантованные по методу округления с представлением 11-разрядным двоичным кодом. Расчетная схема шумовой модели рекурсивного эквивалентного двухкоординатного векторного ЦФ каскадной структуры 14-го порядка изображена на рис. 5. Она состоит из блока нулевого порядка с матрицей передаточных функций H 0 ( z ) = KI и 14 блоков первого порядка, матрицы пе редаточных функций которых H r1 ( z ) = I + Br ( z 1 ) Ar ( z 1 ) ;

( r = 1, 14 ), где I – еди () ничная матрица размером 2 2 ;

матрицы Ar ( z 1 ) и Br ( z 1 ) имеют вид, аналогичный (3).

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. Матрица передаточных функций шумовой модели имеет следующий вид2):

H ( z ) = H14 H13 H12 H11H10 H 9 H8 H 7 H 6 H 5 H 4 H 3 H 2 H1H 0 = = I + B14 ( z 1 ) A14 ( z 1 ) I + B13 ( z 1 ) A13 ( z 1 ) I + B12 ( z 1 ) A12 ( z 1 ) 1 1 I + B11 ( z 1 ) A11 ( z 1 ) I + B10 ( z 1 ) A10 ( z 1 ) I + B9 ( z 1 ) A9 ( z 1 ) 1 1 I + B8 ( z 1 ) A8 ( z 1 ) I + B7 ( z 1 ) A7 ( z 1 ) I + B6 ( z 1 ) A6 ( z 1 ) 1 1 I + B5 ( z 1 ) A5 ( z 1 ) I + B4 ( z 1 ) A4 ( z 1 ) I + B3 ( z 1 ) A3 ( z 1 ) 1 1 I + B2 ( z 1 ) A2 ( z 1 ) I + B1 ( z 1 ) A1 ( z 1 ) IK.

1 Из матрицы H ( z ) согласно расчетной схеме получаются матрицы передаточных функ ций Gr ( z ) и Fr ( z ) ( r = 0, 14 ), физический смысл которых ясен из рис. 5: Gr ( z ) – переда точная функция части фильтра от входа приведенного внутреннего шума r -го блока r до вы хода ЦФ;

Fr ( z ) – передаточная функция части фильтра от входа ЦФ до выхода r -го блока.

H ( e j 2 W ), Fr ( e j 2W ) Матрицы комплексных частотных характеристик и Gr ( e j 2W ) ( r = 0, 14 ) находились из соответствующих матриц передаточных функций Gr ( z ) и Fr ( z ) заменой аргумента z на e j 2 W.

Расчеты проведены по методике, разработанной в [2], для чего вычислены квадраты норм комплексных частотных характеристик в пространстве L2 и нормы в пространстве L :

H il ( e j 2 W ) 2 = H il ( e j 2W ) dW ;

i, l = 1, 2;

0. 2 0. Gril ( e j 2W ) Gril ( e j 2W ) dW ;

r = 0, 14, i, l = 1, 2;

0. 2 = 0. H il ( e j 2 W ) = max H il ( e j 2W ) ;

i, l = 1, 2;

;

W Fril ( e j 2 W ) = max Fril ( e j 2W ) ;

r = 0, 14, i, l = 1, 2., W ( r = 0, 14 ).

из которых сформированы матрицы H D, GDr, H и Fr В результате расчетов получена следующие разрядности операционных устройств:

Sц = 1, Sцвх = 0, Sд = 21, Sдвх = 12, где Sц и Sд – число разрядов АЦП для представления целой и дробной частей чисел соответственно;

Sцвх и Sдвх – число разрядов для представле ния целой и дробной частей входного сигнала соответственно. Из соотношения S = 1 + Sц + S д, Здесь важен порядок следования матриц отдельных блоков.

2) Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== (единица зарезервирована для знакового разряда) получена требуемая разрядность регист ров операционных устройств S = 23, число разрядов входного регистра Sвх = 13.

Отметим также, что чувствительность к погрешности задания коэффициентов, зави сящей от разрядности Sдк, а также дисперсия (мощность) шумов квантования на выходе, зависящая от разрядностей Sд и Sдвх, при каскадной структуре существенно меньше, чем при других формах построения ЦФ (других структурных организациях).

Библиографический список 1. Гадзиковский В. И. Теоретические основы цифровой обработки сигналов. М.: Радио и связь, 2004. 344 с.

2. Гадзиковский В. И. Основы теории и проектирования цифровых фильтров: Учеб. пособие для радио техн. спец. вузов. М.: Высш. школа, 1996. 256 с.

V. I. Gadzikovsky Ural state technical university – UPI Complex recursive digital filter for image intermediate-frequency amplifier of television receiver Recursive digital filter for image intermediate-frequency amplifier of television receiver de signing result is discussed. The calculation of coefficients digit capacity of digital signal proces sor is given.

Complex recursive digital filter, transmition function poles and nulls, coefficients quantum, quantum noise, discretization frequancy Статья поступила в редакцию 15 апреля 2006 г.

УДК 621. 391. С. А. Баруздин Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет "ЛЭТИ" Субоптимальный приемник для системы передачи информации сигналами с расширенным спектром Рассмотрена концепция построения и результаты экспериментальных исследований системы передачи аналоговой информации сигналами с расширенным спектром при нали чии в канале интенсивных узкополосных помех.

Субоптимальный приемник, сигналы с расширенным спектром, узкополосные помехи Системы связи с применением шумоподобных сигналов, в которых ширина спектра пе редаваемого сигнала может на несколько порядков превышать ширину спектра сообщения, имеют ряд преимуществ перед традиционными системами связи. В частности, это высокая помехозащищенность в отношении мощных помех, энергетическая скрытность, возможность кодового разделения сигналов, а также работа в условиях многолучевого распространения радиоволн [1]. В настоящей статье изложены концепция построения и результаты исследова ний системы передачи аналоговой информации сигналами с расширенным спектром. Обра © Баруздин С. А., ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 2 3 4 5 1 2 3 4 Модулятор ЛЧП СФ ЛД Дм Дк Кодер 6 6 ГТИ ФШПС Блок синхронизации и управления а б Рис. ботка принимаемого сигнала осуществлялась субоптимальным приемником на основе спино вых процессоров, выполняющих роль согласованного фильтра и нелинейного фильтра подав ления интенсивных узкополосных помех с априорно неизвестными параметрами.

Структурная схема передающей части рассматриваемой системы передачи инфор мации представлена на рис. 1, а. Аналоговое сообщение с выхода микрофона 1 усиливает ся усилителем 2 и преобразуется кодером 3 (роль которого выполняет адаптивный дельта модулятор), в последовательность двоичных символов, следующих с частотой 60 кГц. Эти символы поступают на модулятор 4, который управляет задержкой передаваемого шумо подобного сигнала (ШПС), создаваемого формирователем ШПС (ФШПС) 7. Сформиро ванный ШПС передается для излучения в эфир через усилитель 5. Кодер 3 и модулятор управляются генератором тактовых импульсов (ГТИ) 6.

Структурная схема приемной части системы представлена на рис. 1, б. Принимаемая последовательность сигналов с время-импульсной манипуляцией (ВИМ) усиливается линей ной частью приемника (ЛЧП) 1 и поступает на согласованный фильтр (СФ) 2. После ампли тудного детектирования на выходе линейного детектора (ЛД) 3 получают последовательность импульсов, задержка которых соответствует исходной ВИМ-последовательности (рис. 2).

Демодулятор (Дм) 4 представляет собой компаратор, сравнивающий уровни напряжений в два момента времени, соответствующих символам 1 и 0. Далее двоичная последовательность поступает на декодер 5, функцию которого выполняет адаптивный дельта-модулятор, на вы ходе которого аналоговое сообщение усиливается усилителем 7 и передается потребителю.

Для синхронизации работы приемного устройства с выхода линейного детектора 3 сиг нал поступает в блок синхронизации и управления 6, осуществляющий фазовую автопод стройку частоты тактового генератора, работающего с частотой следования символов 60 кГц.

Согласованную фильтрацию выполняет блок спиновых процессоров (БСП) на основе тонких магнитных пленок сплава "железо–кобальт–никель" с резонансом ядер 59 Co. Пленки напылены на слюдяную подложку (рис. 3), что позволило уменьшить толщину пакета, состоя щего из 80 пленок. БСП реализован на двух попеременно работающих спиновых процес u сорах на основе ядерного магнитного резо- нанса (ЯМР). Процессоры имеют централь- ную частоту 195 МГц и обрабатывают сигна лы с шириной спектра 30 Мгц. При длитель ности сигнала 12.5 мкс его база равна 375. t, мкс 0 30 Рис. Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== Чувствительность приемного устройства составила 2 мкВ, что на 14 дБ ниже уровня его собственных шумов. Сквозные потери на об работку, определяющие проигрыш идеально му согласованному фильтру, равнялись 2 дБ.

В системах связи с шумоподобными сигналами для подавления узкополосных помех, попадающих в полосу частот прием ного тракта, часто используют субоптималь Рис. ные фильтры, состоящие из согласованного и режекторных фильтров, настроенных на частоты узкополосных помех и имеющих соот ветствующие полосы пропускания [2]. В отсутствие информации о спектральных характе ристиках узкополосных помех структура субоптимального приемника перед согласован ным фильтром состоит из параллельных узкополосных полосовых фильтров, последова тельно с которыми соединены нелинейные элементы (ограничители уровня или выключа тели). В узкополосных трактах с интенсивными узкополосными помехами происходит их ограничение или даже отключение.

Подобная структура может быть реализована на основе спиновых процессоров, в ко торых наряду с согласованной фильтрацией сигналов реализуется алгоритм субоптималь ной фильтрации широкополосных сигналов на фоне узкополосных помех, попадающих в полосу пропускания системы [3]. При этом слабые спектральные компоненты сигналов и помех подвергаются согласованной фильтрации, а спектральные компоненты, поражен ные интенсивными узкополосными помехами, ограничиваются за счет эффекта насыще ния, обусловленного нелинейностью спиновой системы.

Тонкие ферромагнитные пленки кобальта и его сплавов, используемые в качестве рабочих сред спиновых процессоров, являются магнитоупорядоченными веществами. При этом ЯМР в таких веществах характеризуется некоторыми особенностями [4]–[6]. За счет сверхтонкого взаимодействия электронной и ядерной магнитных систем, во-первых, не требуются внешние поляризующие магнитные поля, во-вторых, происходит усиление внешнего магнитного поля и, в-третьих, усиливаются сами сигналы ЯМР, индуцирован ные колебаниями поперечной компоненты ядерной намагниченности. Последние два эф фекта характеризуются внутренним коэффициентом усиления, который в тонких маг нитных пленках с одноосной анизотропией определяется отношением сверхтонкого поля на ядре к полю наведенной анизотропии. По имеющимся в литературе данным, среднее значение внутреннего коэффициента усиления в пленках кобальта составляет ~ 8 [4], [5], что существенно улучшает динамический диапазон и переходное затухание таких процессоров по сравнению с парамагнитными аналогами.

Внутренний коэффициент усиления является неоднородным параметром среды и ха рактеризуется плотностью вероятности его распределения p ( ). Для учета неоднородности ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. внутреннего коэффициента усиления сначала определяют сигнал спинового эха для парамаг нитной модели, вводят в нее коэффициент усиления и полученный результат усредняют [6].

Спектральная плотность комплексной огибающей помехи в виде радиоимпульса на входе процессора имеет вид S1 ( j ) = Rп sin ( 2 ) ( 2 ), (1) где Rп – амплитуда радиоимпульса помехи;

– длительность импульса помехи;

– кру говая частота.

При этом спектр комплексной огибающей поперечной компоненты вектора намаг ниченности помехи после нелинейного преобразования имеет вид [6] ( ) ( ) S ( j ) = 2 Rп 2 sin 2 ( 2 ) + j Rп sin M 0, (2) где 2 = Rп + 2 ( Rп = Rп exp ( j ), – начальная фаза радиоимпульса помехи);

M 0 – значение равновесной намагниченности;

знак "" обозначает комплексное сопряжение.

При переходе к магнитоупорядоченным средам амплитуда Rп в соотношениях (1) и (2) должна быть умножена на коэффициент и результирующие спектры также умножа ются на значение.

Система сохраняла работоспособность при воздействии гармонической помехи на частоте, совпадающей с несущей частотой сигнала (наихудшая ситуация) и превышающей уровень шума на 40 дБ (по показаниям селективного микровольтметра SMV 8.5 с полосой частот 120 кГц), если уровень сигнала превышал пороговую чувствительность разрабо танной системы на 3 дБ. При пересчете к полосе частот 30 МГц отношение мощности уз кополосной помехи к мощности шума составило Pп Pш = 40 (16 дБ ), отношение мощно сти шума к мощности сигнала Pш Pс = 14 3 = 11 дБ.


На рис. 4 представлены нормированные к значению ядерной намагниченности M спектральные характеристики комплексных огибающих помехи, шума и сигнала (в силу симметрии этих характеристик на рисунке представлены только их правые крылья). Из-за того, что процессор работает в импульсном режиме, гармоническая помеха преобразуется в прямоугольный радиоимпульс [6], длительность которого несколько больше длительности сигнала и равна = 16.67 мкс. При описанных соотношениях Pп Pш и Pш Pс амплитуды Sн, Гц 1 Sн, Гц 105 2 2 102 10 7.5 106, рад с 107, рад с 0 2.5 5 1 2 а б Рис. Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== помехи Rп = 113.6 рад с и сигнала Rс = 5 рад с (в единицах круговой частоты), что обес печивало нелинейное преобразование интенсивных спектральных компонент помехи, со средоточенных вокруг первых лепестков. Распределение внутреннего коэффициента усиле ния принято соответствующим одностороннему нормальному закону с параметром = 8.77 103, что соответствует среднему значению = 7 103 для тонких магнитных пленок кобальта [4], [5]. На рис. 4, а (масштаб по вертикальной оси логарифмический, по горизонтальной – линейный) представлены усредненные по параметру амплитудные нор мированные спектры Sн ( ) комплексной огибающей радиоимпульса помехи на входе 1 и выходе 2 процессора, здесь же отмечены уровни модулей спектральных плотностей сигнала 3 и шума 4. Данный участок спектра подвергался сугубо нелинейной обработке. При этом модуль спектральной плотности помехи на выходе процессора выбеливался и терял лепест ковую структуру, свойственную спектру его прямоугольной огибающей.

По мере роста частоты модуль спектральной плотности помехи уменьшался, на выходе процессора появлялись пульсации модуля спектральной плотности помехи. Эта ситуация представлена на рис. 4, б (масштаб по вертикальной оси линейный, а по горизонтальной оси логарифмический). Постепенно разница между входным 1 и выходным 2 спектрами умень шалась, что свидетельствовало о том, что эти участки спектра подвергались линейной обра ботке. Таким образом, спектральные компоненты сигнала и помехи, удаленные от централь ного лепестка спектра помехи, запоминались в процессоре без искажений. В процессе нели нейного преобразования энергия помехи в полосе 30 МГц уменьшилась в 48.9 раза.

Библиографический список 1. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. М.: Радио и связь, 1985. 384 с.

2. Коржик В. И., Финк Л. М., Щелкунов К. Н. Расчет помехоустойчивости систем передачи дискретных сообщений: Справочник / Под ред. Л. М. Финка. М.: Радио и связь, 1981. 231 с.

3. Рассветалов Л. А. Подавление негауссовских помех в эхо-процессоре // Радиотехника и электроника.

1989. Т. 34, № 5. С. 997–1001.

4. Ядерный магнитный резонанс в тонких кобальтовых пленках / В. Б. Устинов, С. П. Репников, Э. О. Саа ков, В. А. Теряев // ФТТ. 1968. Т. 10, № 5. С. 1589–1591.

5. Голуб В. О., Котов В. В., Погорелый А. Н. Многократное ядерное спиновое эхо в тонких поликри сталлических ферромагнитных пленках // ФТТ. 1998. Т. 40, № 6. С. 1056–1061.

6. Москалев В. В. О форме спинового эха в магнитоупорядоченных веществах // Вестн. ЛГУ. Сер. "Фи зика и химия". 1990. Вып 2. С. 76–78.

7. Баруздин С. А. Нелинейные алгоритмы работы процессоров на основе спинового и фотонного эха // Радиотехника. 2003. № 4. С. 33–37.

S. A. Baruzdin Saint Petersburg state electrotechnical university "LETI" Suboptimum receiver for system of transfer of the information by signals with the extended spectrum Concept of construction and results of experimental researches of the developed system of transfer of the analog information by signals with expansion of a spectrum is considered at pres ence in the channel of intensive narrow-band noises.

Suboptimum receiver, signals with expansion of a spectrum, intensive narrow-band noises Статья поступила в редакцию 14 декабря 2005 г.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. Проектирование и технология радиоэлектронных средств УДК 621.382. В. П. Разинкин, М. Г. Рубанович, С. Ю. Матвеев, В. А. Хрусталёв, А. Ж. Абденов Новосибирский государственный технический университет Векторно-параметрический метод расчета межэлектродных емкостей полупроводниковых СВЧ-приборов На основе функции поверхностной плотности заряда, удовлетворяющей гранич ным условиям, разработан векторно-параметрический метод расчета межэлектрод ных емкостей полупроводниковых СВЧ-приборов с дисковыми и кольцевыми электрода ми, учитывающий краевые эффекты при произвольном соотношении размеров базовой области и легированных областей. Метод применим для расчета емкостей сущест вующих и вновь создаваемых конструкций полупроводниковых приборов.

Векторно-параметрический метод, метод потенциальных коэффициентов, межэлектродная емкость, краевой эффект, дисковые электроды, кольцевые электроды В усилительных СВЧ-трактах и устройствах управления амплитудой и фазой высо кочастотных колебаний широко используются транзисторы, коммутационные p–n-диоды и трехслойные кремниевые p–i–n-структуры. Транзисторы и диоды, выполненные на ос нове p–n-переходов, обладают барьерной емкостью, зависящей от напряжения питания или смещения. Емкость p–i–n-структуры слабо зависит от напряжения смещения, что обу словлено большой шириной базовой i-области собственного полупроводника. Знание ве личины барьерной емкости при нулевом напряжении смещения позволяет скомпенсиро вать ее влияние в области высоких частот. Поскольку геометрические размеры легирован ных областей полупроводниковых диодов и транзисторов сопоставимы с шириной базо вой области, то при нахождении межэлектродной емкости необходимо учитывать непол ное экранирующее действие электродов, а также краевые эффекты, возникающие за счет неоднородности электрического поля. Для многих типов полупроводниковых приборов краевая емкость составляет существенную часть по отношению к общей емкости, поэтому экспериментальное измерение межэлектродных емкостей с достаточной точностью ока зывается возможным только с помощью специализированного измерительного оборудо вания СВЧ. Более точный результат может быть получен аналитическими методами. Опи санные в литературе методики расчета емкостей конденсаторов с различной формой элек тродов основываются на теории потенциала [1] и конформных преобразованиях [2]. Рас четные выражения для емкостей приводятся в виде приближенных соотношений или ря дов с бесконечным числом слагаемых. При этом имеются существенные ограничения на © Разинкин В. П., Рубанович М. Г., Матвеев С. Ю., Хрусталёв В. А., Абденов А. Ж., 2006 Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== соотношения геометрических размеров электродов и на расстояние между ними. Приме нительно к коммутационным диодам указанные ограничения распространяются на разме ры легированных областей и базовой области. Максимальная погрешность расчета по приближенным и эмпирическим соотношениям достигает более 20 % [2]. Кроме того, из вестные методы не позволяют рассчитать емкость приборов с электродами сложной фор мы, например в виде эллипса, кольца или цилиндра. Учет толщины электрода также ока зывается достаточно проблематичным. Отсутствуют методики, позволяющие рассчиты вать емкость с неодинаковыми размерами электродов и при их несимметричном располо жении. Таким образом, известные методы не позволяют провести точный расчет межэлек тродных емкостей для различных конструкций полупроводниковых приборов.

Целью данной статьи является представление разработанной авторами методики расчета межэлектродных емкостей полупроводниковых приборов различного типа с уче том неравномерного распределения заряда на электродах, справедливой для произволь ных значений геометрических размеров легированных и базовой областей.

Метод решения. Определение емкости системы двух электродов заданной формы сводится к решению двух задач. Во-первых, нужно найти распределение поверхностной плотности заряда, удовлетворяющее граничному условию – в любой точке поверхности электрода потенциал должен быть одинаковым. Во-вторых, по известной плотности заря да требуется найти наведенный потенциал на поверхности другого электрода. В общем случае решение этих задач приводит к интегральным уравнениям, которые имеют сингу лярность [3]. Устранить сингулярность в интегральных соотношениях для собственного потенциала электрода можно с помощью векторно-параметрического метода, в котором при описании поверхности электрода декартовы координаты произвольной точки задают ся в параметрическом виде, как координаты вектора : x = f1 (, ) ;

y = f 2 (, ) ;

z = f3 ( ) (, – параметрические переменные).

Например, векторно-параметрическое задание поверхности бесконечно тонкого дис ка радиуса R имеет вид [4] = iR cos sin + jR sin cos ( i, j – единичные орты декар тового базиса).

При использовании параметрических переменных поверхностная плотность заряда выражается соотношением [4]:

Qf ( ) =, (1) kf где Q – полный заряд проводника;

f ( ) – функция, имеющая различный вид для одно связанных и двухсвязанных электродов;

kf – форм-фактор – постоянный коэффициент, определяемый формой электрода (проводника).

Полный заряд Q любого электрода (проводника) находится интегрированием по всей поверхности S : Q = dS. В этом выражении дифференциал поверхности dS через S параметрические переменные определяется соотношением ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. dS = d d. (2) Потенциал, создаваемый заряженной поверхностью электрода:

= dS 1 (, ), (3) S где = ( 4 0 эф ) ( 0 – абсолютная диэлектрическая проницаемость;

эф – эффектив ная диэлектрическая проницаемость базовой области);

1 (, ) – расстояние от текущей точки наблюдения до выбранной точки на поверхности S, в качестве которой часто вы бирают начало координат.


После подстановки (1) и (2) в выражение (3), получим интегральное соотношение для расчета потенциала, создаваемого электродом, в параметрической форме:

2 f ( ) d d Q = 1 (, ), (4) kf 0 где пределы интегрирования 1, 2 зависят от формы проводника.

Соотношение (4) является редуцированным, поскольку не содержит в явном виде функцию поверхностной плотности заряда (, ), приводящую к сингулярности при вы числении интеграла. Знание полного заряда Q и редуцированной функции для потенциа ла позволяет рассчитать значение электрического поля и емкость одиночного электро да, а также емкость системы двух электродов.

Для расчета межэлектродной емкости применим метод потенциальных коэффициен тов [3], в соответствии с которым потенциалы и заряды на электродах описываются сис темой уравнений 1 = a11Q1 + a12Q2 ;

= a Q + a Q, (5) 21 1 22 где 1, 2 – потенциалы электродов, обусловленные зарядами Q1 и Q2 соответственно;

a11 = 10 Q10 ;

a12 = a21 = 10 Q10 ;

a22 = 20 Q20 – потенциальные коэффициенты ( 10, 20 – собственные потенциалы электродов, созданные зарядами Q10 и Q20 соответствен но;

10 – потенциал, наведенный первым электродом в области второго электрода с нуле вым зарядом;

Q10 – заряд на внутренней поверхности первого электрода при условии, что заряд на втором электроде равен нулю;

Q20 – заряд на внутренней поверхности второго электрода при условии, что заряд на первом электроде равен нулю);

Q1, Q2 – заряды на внутренних поверхностях первого и второго электродов соответственно. Условие a12 = a справедливо при любом расположении электродов на основании теоремы взаимности [3].

В соответствии с принципом сохранения заряда для каждого электрода запишем следующие соотношения: Q1 = Q1 + Q1;

Q2 = Q2 + Q2 ;

Q1 = Q2 = Q;

Q1 = Q2 = Q;

Q1 = Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== = Q2 = Q ( Q1, Q2 – полные заряды пер z вого и второго электродов соответственно, Q Q1, Q2 – заряды на внешних поверхно Q d стях первого и второго электродов соот E E E E ветственно).

Q + + + + + + + + Распределения заряда на внешних и Q + + + + на внутренних поверхностях двух беско 2R нечно тонких дисковых электродов (в се Рис. чении их диаметров) показаны на рис. 1.

Для определения заряда Q запишем систему уравнений:

Q = C00 ;

Q = C0 ( 0 d ), (6) где C0 – собственная емкость электрода;

0 – потенциал электрода, создаваемый зарядом Q ;

d – потенциал, создаваемый электродом на расстоянии d от него. Из системы урав нений (6) следует, что Q = Q (1 d 0 ).

Чем ближе расположены электроды друг к другу, тем сильнее электрическое поле кон центрируется между электродами и тем меньше величина заряда Q.

Емкость системы из двух электродов при распределении зарядов между внутренни ми и внешними поверхностями обкладок определяется соотношением C = C + C. (7) где C и C – емкости, обусловленные полями между внутренними и внешними поверх ностями электродов соответственно.

На основании системы уравнений (5) запишем выражение для составляющей C :

C = Q1 ( 1 2 ) = ( a11 + a22 a12 a21 ).

При симметричном расположении одинаковых электродов это выражение может быть упрощено:

C = ( 2a11 2a12 ).

(8) С учетом того, что емкость C описывает заряд Q, обусловленный разностью по тенциалов = 0 d, запишем выражение для емкости, учитывающей заряд на внеш них поверхностях электродов:

Q Q (1 d 0 ) 1 d C = = = ( 0 Q ) ( d Q ). (9) 0 d Для проведения дальнейшего анализа введем безразмерный коэффициент экранирования:

k = d 0, (10) количественно характеризующий величину заряда, и, следовательно, напряженность электри ческого поля на внешней стороне электродов конденсатора. При выполнении условия ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. R d 1 коэффициент экранирования k 1, т. е. электрическое поле практически полностью сосредоточено между электродами. При условии R d 1 коэффициент экранирования k 1 и на внешних поверхностях электродов значение электрического поля будет значительным.

На основе определения (10) с учетом обозначений, введенных в системе уравнений (5), преобразуем выражение (9) к виду C = (1 k ) ( a11 a12 ). (11) Подставив (8) и (11) в уравнение (7), получим соотношение C = C + C = ( 2a11 2a12 ) + (1 k ) ( a11 a12 ).

(12) При различных размерах электродов ( a11 a22 ) и несимметричном их расположе ния выражение для расчета емкости имеет вид C = ( a11 + a22 2a12 ) + (1 k ) 0.5 ( a11 + a22 2a12 ).

Это соотношение носит общий характер и может применяться для расчета емкостей с электродами различной формы, например, дисковыми, прямоугольными, цилиндричес кими, а также в виде кольца (шайбы). В каждом конкретном случае определяются соот ветствующие выражения для потенциальных коэффициентов. В настоящей статье это сде лано для дисковых и кольцевых электродов.

В рамках векторно-параметрического метода в качестве прототипа дискового z b электрода возьмем эллипсоид вращения k R (рис. 2). Он представляет собой односвя- jy занный трехмерный электрод (проводник), i x поверхность которого описывается век Рис. торно-параметрическим уравнением = iR cos sin + jR sin cos + kb sin, (13) где i, j, k – орты трехмерного базиса;

R – большая полуось в центральном сечении (ра диус вращения);

, – параметрические переменные;

b – малая полуось эллипса в цен тральном сечении.

Для односвязанного проводника параметрические переменные изменяются в пределах 0 2;

2 2. (14) На основании соотношений (2), (13) и (14) получим выражение для дифференциала поверхности эллипсоида вращения:

dS = R cos R 2 sin 2 + b 2 cos 2 d d. (15) Значение форм-фактора kf и вид функции f ( ) для односвязанного проводника следующие [4]:

kf = 4 ;

f ( ) = cos. (16) Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== Подставив (15) и (16) в (1), получим выражение для поверхностной плотности заряда ( 4 R ) эллипсоида вращения: = Q R 2 sin 2 + b 2 cos 2.

Распределение потенциала заряженного эллипсоида вращения вдоль оси 0z (см. рис. 2) в соответствии с (4) представимо как 2 Q cos d d ( z) =.

4 R cos + ( b sin + z ) 2 0 В предельном случае при b 0 эллипсоид вращения вырождается в бесконечно тонкий диск, для которого выражения поверхностной плотности заряда и потенциала имеют вид, соответственно, = Q ( 4R 2 sin ) ;

2 Q cos d d ( z) =. (17) 4 R cos + z 2 2 0 Интегрирование выражения (17) дает следующий результат для значения потенциала на расстоянии z = d от центра диска:

d = ( Q R ) arcsin 1 + ( d R ) 1. (18) Выражение (18) позволяет определить точное значение собственного (при d = 0 ) и наведенного ( d 0 ) потенциалов лишь вдоль оси 0z. Чтобы для наведенного потенциала на втором электроде выполнить граничное условие – постоянство потенциала в любой точке поверхности электрода – применим метод среднего потенциала. Учитывая радиаль ную симметрию в дисковом конденсаторе, усредним функцию ( z ) по координате x на интервале 0… R при значениях координат y = 0 и z = d :

R 2 Q cos d d d = dx. (19) 4R ( R cos cos x )2 + ( R sin cos )2 +d 0 0 Как показали результаты компьютерного расчета по соотношениям (18) и (19), раз личия в значениях потенциалов d и d при соотношениях размеров R d 5 составляют 6%. Следовательно, в этом случае использование выражения (19) и выполнение численно го интегрирования оправданы. Для случая R d 2 усреднение потенциала несущественно влияет на точность расчета и при определении потенциальных коэффициентов можно пользоваться выражением (18).

На основе соотношения (18) получим аналитическое выражение для коэффициента экранирования дискового конденсатора:

k = d 0 = ( 2 ) arcsin 1 + ( d R ) 1. (20) Зависимость коэффициента экранирования дискового конденсатора от нормирован ного радиуса дискового электрода R d, рассчитанная по (20), приведена на рис. 3. Как из ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. k Cd C 0.75 0.50 0.25 0 2 4 6 8 2 4 6 Rd Rd Рис. 3 Рис. него видно, уменьшение экранирования в дисковом конденсаторе существенно проявляет ся при соотношении размеров R d 10.

На основе выражения (5) определим потенциальные коэффициенты a11 и a12, а за тем по выражению (12) получим расчетное соотношение для емкости симметричного дис кового конденсатора:

{ }.

2R0 эф 3 ( 4 ) arcsin 1 + ( d R ) 1 Cd = 2 arcsin 1 + ( d R ) (21) 1 Соотношение (21) позволяет аналитически рассчитать емкость конденсатора Cd с бесконечно тонкими дисковыми электродами без ограничения на величины d и R. Пре дельные значения емкости Cd для случаев d 0 и d равны, соответственно, C0 = lim Cd = 0 эф R 2 d ;

lim Cd = d 0 d и полностью соответствуют известным закономерностям теории электрического поля.

На рис. 4 приведена зависимость Cd C0 от расстояния между электродами R d, рассчитанная по соотношению (21). Нормирующая емкость C0 является емкостью диско вого конденсатора без учета краевых эффектов. Эта зависимость показывает резкое воз растание влияния краевой емкости при уменьшении радиуса дискового электрода.

Рассмотрим поперечное сечение эллипсоида вращения, показанное на рис. 5. При равняв площадь эллипса с полуосями b, R площади прямоугольника со сторонами c и 2R, получим выражение для задания в расчетах значения полуоси эллипса b, учитываю щей толщину электрода: b = ( 2 ) c ( c – толщина дискового электрода). Отсюда следует, что b представляет собой эффективную толщину дискового электрода.

После подстановки соотношения (21) в (17), получим выражение для расчета потен циала, создаваемого дисковом электродом, имеющим заданную толщину:

Q cos d d 2 d =. (22) R cos + ( 2 ) c sin + d + ( 2 ) c 2 0 Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== С физической точки зрения параметр c, равный толщине электрода, учитывает торцевую емкость. При конечной толщине b R электрода параметр d в выражении (22) c должен быть увеличен на величину эффек тивной толщины пластины b = ( 2 ) c.

Ряд полупроводниковых приборов Рис. СВЧ имеют электроды в форме кольца.

Например в биполярных транзисторах, выполненных по планарной технологии, для по давления эффекта оттеснения эмиттерного тока применяют кольцевую форму электрода.

Кроме того, кольцевые электроды могут использоваться в мощных коммутационных СВЧ-диодах, в которых на частотах 10…20 ГГц проявляется поверхностный эффект. Для расчета емкости двух электродов кольцевой формы векторно-параметрическим методом в качестве прототипа кольца выберем тор с эллиптическим поперечным сечением. Пара метрическое уравнение поверхности тора следующее [4]:

= i cos ( R + a cos ) + j sin ( R + a cos ) + kb sin, (23) где a, b – полуоси поперечного сечения тора эллиптической формы;

R – радиус его об разующей.

Как следует из выражения (23), удвоенное значение параметра a представляет собой ширину кольца, а удвоенное значение параметра b – его толщину.

С учетом свойства двухсвязанности и симметрии кольца на основании уравнения (4) запишем выражение для расчета наведенного потенциала кольцевого электрода:

d d 2 d = = Q 4 2 0 d d 2 = Q 4 2 0 (24).

( R + a cos ) cos x1 + sin ( R + a cos + ( b sin + d )2 ) 2 В выражении (24) значение форм-фактора для тора как двухсвязанного проводника принято равным kf = 4 2 [4], а обе параметрические переменные и изменяются в пределах от 0 до 2.

Для кольца расстояние от начала координат до точки определения потенциала x1 целе сообразно выбрать равным R. Это значение позволяет устранить сингулярность при d = 0 в (24) при численном расчете собственного потенциала. Конкретные расчеты d по выраже нию (24) для различных значений расстояния x1 показали, что при значении x1 = R a уве личиваются погрешность численного компьютерного интегрирования и время расчета. От метим, что соотношение (24) при d = 0 удовлетворяет краевому условию, т. е. при измене нии x1 в пределах R a x1 R + a значение потенциала 0 остается постоянным.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. Далее с использованием метода по- Ck C тенциальных коэффициентов рассчитыва- 3. лась емкость двух кольцевых электродов.

На рис. 6 приведена зависимость емкости 2. конденсатора с бесконечно тонкими коль- 2. цевыми электродами ( b = 0 ) от отношения 1. a R при d = 0.5 R. Нормировка полной ем- 1. кости кольцевых электродов осуществля 0 0.2 0.4 aR Рис. лась к значению 0 эф ( R + a ) ( R a ) 2 C0 =.

d Совместный анализ зависимостей на рис. 4 и 6 показывает, что у приборов с кольцевы ми электродами несмотря на бльшее значение краевой емкости результирующая емкость все же оказывается меньше, чем таковая для дисковых электродов такого же радиуса. Это позво ляет сделать вывод о том, что при проявлении поверхностного эффекта электроды мощных коммутационных диодов целесообразно выполнять в форме кольца, поскольку проявление поверхностного эффекта в этом случае будет снижено без увеличения полной емкости.

При несимметричном расположении электродов друг относительно друга в приве денных соотношениях для наведенного потенциала вместо параметра d следует исполь зовать значение d = d 2 + s 2, где s – смещение электродов друг относительно друга.

Полученные результаты. Рассчитанные по (21) значения нормированной емкости дискового конденсатора, приведенные в таблице, находятся в хорошем соответствии с экспе риментальными результатами, опубликованными в [5], отличаясь от экспериментальных дан ных не более чем на 3%.

По соотношению (21) рассчитана ем кость кремниевого p–i–n-диода с дисковы 5 10 Rd Cd C0 Расчет ми электродами 2А545-5, имеющего пара 1.268 1.130 1. Эксперимент 1.286 1.167 1. метр R d = 5 и эффективную диэлектриче скую проницаемость e = 12.6. Емкость составила 0.52 пФ, что вполне согласуется с пас портными данными.

Таким образом, в статье приведена разработанная авторами на основе векторно-па раметрического метода и системы потенциальных коэффициентов методика, позволяю щая определять межэлектродную емкость полупроводниковых приборов и конструктив ную емкость различных СВЧ-элементов с учетом неравномерного распределения заряда по поверхности электродов, а также перераспределения заряда между внутренней и внеш ней поверхностями электрода.

Согласно этой методике расчет межэлектродной емкости сводится к численному ли бо к аналитическому интегрированию в заданных пределах редуцированных параметри ческих функций.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 4====================================== Полученные соотношения могут быть использованы для расчета емкостей с диско выми и кольцевыми электродами произвольной толщины, в том числе и при их несиммет ричном расположении друг относительно друга.

Библиографический список 1. Wolff J., Knoppik N. Rectangular and circular microstrip disk capacitors and resonators // IEEE Trans. on microwave theory and techniques. Vol. MMT-22, № 10. P. 857–864.

2. Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств / С. И. Бахарев, В. И. Воль ман, Ю. Н. Либ и др.;

Под ред. В. И. Вольмана. М.: Радио и связь, 1982. 328 с.

3. Методы расчета электростатических полей / Н. Н. Миролюбов, М. В. Костенко, М. Л. Левинштейн, Н. Н. Тиходеев. М.: Высш. шк., 1963. 416 с.

4. Дружкин Л. А. Задачи теории поля. М.: Высш. шк., 1964. 446 с.

5. Парселл Э. Электричество и магнетизм / Пер. с англ.;

Под ред. А. И. Шальникова, А. О. Вайсенберга М.: Наука, 1975. 436 с.

V. P. Razinkin, M. G. Rubanovitch, S. J. Matvejev, V. A. Khrustalev, A. G. Abdenov Novosibirsk state technical university Vector-parametrical method for calculating of inter-electrode capacities semiconductor microwave devices A vector-parametrical method for computing of inter-electrode capacities of semiconduc tor UHF-devices with disk and ring electrodes is developed. Because of functions of a surface denseness of a charge satisfying are taken into account boundary effects. And arbitrary relation of base area sizes and of impurity leers. The method is applicable for calculating that of capaci ties existing and again of created constructions of semiconductor devise.

Vector-parametrical method, method of potential factors, inter-electrode capacity, boundary effect, disk electrodes, ring electrodes Статья поступила в редакцию 8 сентября 2005 г.

УДК 621.382. Т. А. Исмаилов, Б. А. Шангереева, А. Р. Шахмаева Дагестанский государственный технический университет Технология получения тонких пленок оксида титана для интегральных схем Рассматриваются методы получения тонких оксидных пленок на поверхности по лупроводниковых материалов для интегральных схем. Пленка оксида титана – тонкоп леночный диэлектрик – формируется на поверхности подложки при температуре 180…400°С осаждением из газовой фазы в результате реакции между пентахлоридом титана, кислородом и закисью азота.

Тонкие оксидные пленки, тонкопленочные интегральные схемы, оксид титана, температура, давление, контактный слой, химическая реакция, энергия Гиббса, константа равновесия Для создания тонкопленочной коммутации и контактных площадок в технологии интегральных схем (ИС) используется осаждение тонких пленок металлов. Осаждение пленок методом термовакуумного испарения занимает особое место в технологии гибрид © Исмаилов Т. А., Шангереева Б. А., Шахмаева А. Р., ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. ных ИС, а в технологии полупроводниковых ИС этот метод является одним из многих при формирования топологии. Несмотря на некоторые различия методов и техники термова куумного получения тонких пленок в технологиях гибридных и полупроводниковых ИС вполне допустимо рассмотреть их совместно, с единых методологических позиций. Более того, можно с уверенностью сказать, что технология полупроводниковых ИС реализует прецизионные методы получения и более тонкие электрофизические и структурные эф фекты в тонких пленках, чем технологии гибридных ИС.

Конструкция ИС и заданные значения их электрофизических параметров определя ют конфигурацию пленок.

Электрические свойства пленок изменяются в широком диапазоне для различных материалов. У пленок из любых материалов имеются три области изменения удельного сопротивления пл как функции толщины пленки : при 0.1 мкм пл м ( м – со противление массивного образца);

при 102 мкм пл м и температурный коэффи циент сопротивления (ТКС) около нуля;

при 103 мкм очень высокое пл и отрица тельный ТКС. Исходя из экспериментальных зависимостей удельное сопротивление зави сит от состава тонких пленок и от их толщины.

В настоящей статье исследуется влияние технологических факторов на свойства тонкопленочных резисторов для обеспечения их заданных номиналов при минимуме про изводственных затрат. Существует несколько факторов, которые могут существенно вли ять на конечное значение параметров резисторов. Доминирующими из них являются ско рость испарения, состав и толщина пленки, температура подложки и характер ее обработ ки, условия термообработки, давление остаточных газов в вакуумной камере, расстояние между подложкой и испарителем [1].

Важнейшее значение в технологии тонкопленочных конденсаторов имеют получе ние заданных физических свойств диэлектрических слоев в конденсаторных структурах "металл–диэлектрик–металл" и стабильность их качества. В ряде случаев на свойства кон денсаторов влияют металлические электроды и подложка, поэтому необходимо все эти вопросы рассматривать комплексно. Выбор той или иной конструкции конденсатора зави сит от требований схемы;



Pages:     | 1 || 3 |
 





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.