авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:     | 1 | 2 ||

«ИЗВЕСТИЯ ВЫСШИХ УЧЕБНЫХ ЗАВЕДЕНИЙ РОССИИ 6 ...»

-- [ Страница 3 ] --

nc ( k ), ns ( k ) – от счеты шума наблюдений, некоррелированные между собой и во времени и имеющие гаус совский закон распределения с нулевым средним и дисперсией 2.

n Вектор состояния системы задан в виде x = hc ( 0 ), hc (1), …, hc ( n 1), hs ( 0 ), hs (1), …, hs ( n 1), т (3) где "т" – знак транспонирования.

На основании уравнений (1)–(3) синтезирован многоканальный фильтр, реализую щий оптимальный алгоритм совместного оценивания ВПС T0 и ИХК2. Далее приведены результаты сравнения разработанного алгоритма с традиционными способами обработки – корреляционным и пороговым.

Алгоритмы оценки ВПС. Оптимальный алгоритм приведен в статье2. Пороговый алгоритм (рис. 1) предполагает, что оценка ВПС определена фиксацией момента времени, когда огибающая наблюдаемого сигнала превышает пороговый уровень U п :

{ } Tп = min arg zc ( k ) + zs ( k ) U п 0.

2 k Величина U п = 0.5U max, где U max – амплитуда наблюдаемого сигнала.

Оценка ВПС корреляционным способом (при случайной начальной фазе высокочас тотного сигнала) формируется по временному положению максимума модуля корреляци онного интеграла: Tкор = arg max zc ( k ) + izs ( k ) uc ( k j ) + ius ( k j ).

j k Структурная схема корреляционного алгоритма оценки ВПС приведена на рис. 2.

См. настоящий выпуск журнала, с. 56–61.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 6====================================== Выбор максимума zc ( k ) Tкор x zs ( k ) x us ( k j ) j-й канал uc ( k j ) Рис. Оптимальный и корреляционный алгоритмы используют информацию о форме ком плексной огибающей излученного сигнала.

Условия моделирования и результаты исследования оценок ВПС. Исследование ал горитмов проведено методом статистических испытаний. СКО оценок ВПС получено при ус реднении по ансамблю из 100 независимых реализаций шума наблюдений и ИХК. Отношение максимума сигнала к СКО шума наблюдений равнялось 10. Длительность реализации – 100 тактов АЦП (в данной работе за единицу времени принят временной такт АЦП). Истинное временное положение сигнала – 25-й такт АЦП. Ширина импульсного входного сигнала на уровне половины максимального значения составляла 30 тактов. Внутриимпульсная фазовая модуляция отсутствовала. Длительность фронта (по уровням 0.1…0.9) – 7 тактов. Средние значения отсчетов квадратур ИХК – нулевые. Отсчеты квадратур ИХК некоррелированы меж ду собой и во времени, их дисперсия определена видом энергетического спектра задержек (ЭСЗ). При моделировании форма ЭСЗ задавалась различной: равномерной, монотонной (воз растающей и убывающей). Результаты моделирования и расчета СКО оценок ВПС в конце ин тервала обработки приведены в табл. 1.

Исследование чувствительности оптимального алгоритма. Проведено исследование чувствительности оптимального алгоритма к неточности задания формы ЭСЗ, введенной в фильтр, что сказывается на увеличении СКО оценки ВПС. Результаты приведены в табл. 2.

Таблица Длительность ИХК n, такты АЦП Метод оценки Форма ЭСЗ 1 2 4 8 СКО оценки ВПС, такты АЦП Корреляционный Монотонно 0.26 0.63 1.36 2.56 4. Пороговый убывающая 0.77 0.98 1.39 2.34 3. Оптимальный 0.21 0.49 0.67 0.95 1. Корреляционный 0.26 0.88 1.99 4.37 9. Равномерная Пороговый 0.77 1.18 2.11 3.76 6. Оптимальный 0.21 0.53 0.68 0.91 1. Корреляционный Монотонно 0.26 1.13 2.58 5.65 11. Пороговый возрастающая 0.77 1.43 2.73 5.48 10. Оптимальный 0.21 0.5 0.67 0.99 1. ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. Таблица Форма ЭСЗ Длительность ИХ канала n, такты АЦП Существующая Введенная 1 2 4 8 в модели канала в фильтр СКО оценки ВПС, такты АЦП Монотонно убывающая Монотонно 0.21 0.49 0.67 0.95 1. Равномерная убывающая 0.21 0.55 1.03 1.79 Монотонно возрастающая 0.21 0.66 1.29 2.47 4. Монотонно убывающая 0.21 0.54 0.83 1.15 1. Равномерная Равномерная 0.21 0.53 0.68 0.91 1. Монотонно возрастающая 0.21 0.55 0.74 1.23 1. Монотонно убывающая Монотонно 0.21 0.57 1.31 2.46 4. Равномерная возрастающая 0.21 0.52 1.01 1.67 2. Монотонно возрастающая 0.21 0.5 0.67 0.99 1. Результаты обработки экспериментальных данных. Экспериментальные данные по лучены в НИИ РТС ТУСУР в декабре 2005 г. на открытой трассе протяженностью 22.5 км в диапазоне 10 ГГц. Диаграмма направленности передающей антенны шириной 3° была от вернута на 100° от направления на приемник. Уровень бокового излучения был достаточен для приема сигнала. Ширина излученного импульса на уровне половины максимального зна чения составляла 300 нс. На краях импульса имела место фазовая модуляция. Длительность переднего фронта (по уровням 0.1…0.9) 50 нс, заднего – 150 нс. Обработано 100 записей ком плексной огибающей смеси сигнала и шума, длительностью 100 тактов АЦП каждая. Такт АЦП составлял 11 нс. Исследованы статистические характеристики ошибок в квадратурных каналах. В табл. 3 приведены СКО оценок ВПС и математические ожидания (МО) ошибок оценок ВПС. Результаты исследований применены при построении алгоритмов обработки.

Следует отметить, что оценка ширины ИХК (величины n ) формировалась по каж дому принятому импульсному сигналу путем сравнения его ширины на уровне половины максимального значения с шириной излученного импульса на этом же уровне. В табл. приведено распределение частот оценок длительности ИХК.

Данные, приведенные в табл. 3 и 4, показывают, что на рассмотренной открытой трассе искажения сигнала незначительны.

Из приведенных результатов следует, что применение оптимального алгоритма по зволяет существенно повысить точность определения ВПС в сравнении с корреляцион ным и пороговым методами, особенно при большом уровне искажений формы сигнала.

Исследование чувствительности оптимального алгоритма показало, что в качестве апри орной информации о форме ЭСЗ, вводимой в фильтр, целесообразно использовать равно мерный спектр. Оценка ширины ИХК может быть получена путем сравнения форм на блюдаемого и опорного сигналов. Анализ имеющихся экспериментальных данных пока зал, что на исследуемой трассе доминирующим был механизм, близкий к однолучевому.

Частотно-селективные искажения импульсного сигнала практически отсутствовали.

Таблица 3 Таблица Тип алгоритма СКО МО Оценка длительности ИХК n, такты АЦП Корреляционный 0.67 0.26 1 2 3 Пороговый Часто та 0.81 0. Оптимальный 0.62 – 0.04 37 28 23 Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 6====================================== В реальных разностно-дальномерных системах опорный сигнал может быть получен в одном из пространственно-разнесенных пунктов.

Априорная информация о характеристиках канала может быть получена при помощи электронной карты местности.

Библиографический список Кеннеди Р. Каналы связи с замираниями и рассеянием / Пер. с англ.;

Под ред. И. А. Овсеевича. М.: Сов.

радио, 1973. 304 с.

A. A. Savin, V. I. Tislenko Tomsk state university of control systems and radioelectronics The comparative analysis of definition algorithms of a pulse signal arrival time in multipath radiowaves distribution This work presents the results of signal time arrival estimation algorithms research. An optimal, correlative and threshold algorithms in the presence of signal form frequency selective distortions are analyzed. Gaussian model of a troposphere multipath channel are used. The estimation accuracy statistical characteristics of a signal position time are obtained by a mathematical modelling method. The work contains results of an experimental data proc essing, which received on a real near-surface signal trace.

The signal arrival time, the multipath channel, algorithm, root mean square error Статья поступила в редакцию 10 октября 2006 г.

УДК 621.396. В. А. Бутько, Д. М. Носов, А. С. Сурков, В. А. Хлусов Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники Экспериментальные измерения поляризационно-доплеровских портретов радиолокационных объектов Приведены результаты экспериментальных когерентных измерений матриц об ратного рассеяния различных типов подстилающей поверхности (море, суша), а также сосредоточенных радиолокационных объектов искусственного и естественного проис хождения. Экспериментальные данные получены в ходе натурных испытаний макета когерентной поляризационной РЛС с полным поляризационным сканированием трех сантиметрового диапазона, позволяющей оценивать комплексный матричный спектр, определяющий поляризационно-доплеровский портрет радиолокационного объекта.

Поляризационно-доплеровский портрет, комплексная матрица обратного рассеяния, матричный спектр, полное поляризационное зондирование Стремительное развитие цифровой когерентной техники формирования и обработки сигналов открывает новые возможности при решении задач дистанционного зондирова © Бутько В. А., Носов Д. М., Сурков А. С., Хлусов В. А., ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. ния окружающей среды. Цифровое представление сигналов позволяет реализовать алго ритм оценки матричной функции отклика (МФО) радиолокационного объекта, в которой отображаются как координатные, так и поляризационные его параметры. МФО простран ственно-распределенного нестационарного объекта (ПРНО) S определяет его поляриза ционно-доплеровский портрет и является развитием понятия матрицы обратного рассея ния. Такая матрица формализует преобразование вектора u0, описывающего комплекс ные амплитуды ортогональных по поляризации составляющих плоской зондирующей волны поля, в вектор u p, описывающий плоскую отраженную строго в обратном направ лении волну при дифракции поля на неподвижном "точечном" объекте: u p = Su0. МФО S с размерами 2 2 задана четырьмя комплексными коэффициентами Sij. МФО k-го то чечного объекта, расположенного на дальности Dk = k c 2 ( k – задержка отклика от объ екта относительно зондирующего сигнала;

c – скорость распространения электромагнитно го поля) и движущегося с радиальной скоростью vk, задается соотношением g k (, ) = ( k, k ) Sk, где k = 2vk 0 – доплеровская частота ( 0 – длина волны зон дирующего сигнала);

( k, k ) – дельта-функция, заданная на плоскости "время прихода – частота Доплера" в точке, с координатами k, k. Отраженный векторный сигнал u pk ( t, ) определяется двухмерной матричной сверткой: u pk ( t, ) = g k (, ) u0 ( t, ) = = g k (, ) u 0 ( t, ) d d.

В рамках концепции "блестящих точек" для фиксированного ракурса ПРНО можно представить в виде совокупности N элементарных отражателей, распределенных по про странству и имеющих в общем случае различные дальности Dk и радиальные скорости движения vk относительно точки визирования, а также различные матрицы обратного рассеяния Sk. При этом матричная функция отклика распределенного объекта G (, ) ( k, i ) Si имеет вид G (, ) = N [1].

k = Алгоритм оценки поляризационно-доплеровского портрета объекта. В работе [1] показано, что при наблюдении отраженного сигнала в присутствии "белой" неполяри зованной помехи оптимальная оценка G (, ) функции отклика G (, ) формируется как результат двухмерной векторной свертки отраженного u p ( t, ) и зондирующего u0 ( t, ) векторных сигналов, заданной соотношением u0 (, ) = u ( t, ) u† (, ) d d = J (t, ) = u (t, ) = G (, ) u0 ( t, ) u 0 (, ) = G (, ) X 0 ( t, ) G (, ), (1) Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 6====================================== где " " – знак векторной свертки;

" " – знак умножения по Кронекеру;

"†" – знак эрми тового сопряжения;

" " – знак обычной свертки;

X 0 ( t, ) = u0 ( t, ) u 0 (, ). При этом зондирующий векторный сигнал u0 ( t, ) должен удовлетворять следующему требова нию: скалярные сигналы f1 ( t, ), f 2 ( t, ), определяющие частотно-временную структуру ортогональных по поляризации компонентов вектора u0 ( t, ) = f1 ( t, ) ;

f 2 ( t, ), т должны быть некоррелированы для всех возможных относительных сдвигов по частоте и времени [1]. Такие сигналы называют ортогональными в частотно-временной области [2].

Обобщенная схема реализации алгоритма (1) оценки МФО радиолокационного объекта представлена на рис. 1.

Ортогональные узкополосные радиосигналы f1 ( t, ), f 2 ( t, ) с выхода формирователя векторного зондирующего сигнала (ФЗВС) u0 ( t, ) поступают на питающие ортогональные по поляризации фидеры поляризационного разделителя (ПР) облучателя антенны полного поляризационного приема и излучаются в пространство, образуя в дальней зоне антенны вол новой пакет, описываемый вектором e0. Отраженный волновой пакет e p принимается той же антенной и на ортогональных по поляризации выходах ПР формируются радиосигналы f p1 ( t, ), f p 2 ( t, ) – компоненты отраженного векторного сигнала u p ( t, ). Эти радио сигналы поступают на входы двухмерных фильтров СФ1 и СФ2, согласованных с излу ченными сигналами f1 ( t, ), f 2 ( t, ) соответственно. На выходе фильтров формируются радиосигналы J ij ( t, ), амплитуда и фаза которых являются, соответственно, оценками элементов Gij (, ) матричной функции отклика G (, ) пространственно-распреде ленного нестационарного объекта.

При практической реализации алгоритма работы схемы по рис. 1 в качестве сигна лов f1 ( t, ), f 2 ( t, ) были использованы две ортогональные последовательности (пачки) из М радиоимпульсов со случайной фазой, формировавшиеся двумя импульсными пере датчиками. При этом в момент излучения в цифровой форме регистрировались квадра турные компоненты импульсов каждой зондирующей пачки. При приеме регист f p1 ( t ) J11 ( t, ) рация квадратур ортогональных по поляри СФ f f p1 ( t, ), f p 2 ( t, ) зации составляющих J12 ( t, ) СФ отраженного векторного сигнала u p ( t, ) e ПРНО J 21 ( t, ) ПР up производилась также в цифровой форме СФ ep J 22 ( t, ) для каждого из стробов разрешения систе СФ мы по дальности. Квадратуры излучаемых f f p2 ( t ) u и принимаемых сигналов формировались G (, ) ФЗВС относительно высокостабильного опорного Рис. ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. гетеродина приемника. Двухмерная векторная свертка излученного и принимаемого век торных сигналов проводилась на программном уровне в процессоре устройства обработки регистрируемых данных в соответствии с алгоритмом (1). Потенциальные возможности макета, который использовался для измерения поляризационно-доплеровских свойств объ ектов, определялись следующими параметрами: частота зондирующего сигнала 9450 МГц, длительность излученного импульса 0.7 мкс, частота повторения импульсов 2 КГц, ширина диаграммы направленности антенны 1, собственные поляризации антенны линейные (го ризонтальная – H и вертикальная – V), разрядность цифрового представления сигналов 12, максимальное разрешение по частоте Доплера 0.25 Гц, количество одновременно регист рируемых стробов дальности 256.

Результаты натурных измерений. На рис. 2–4 представлены результаты измерений матричных доплеровских спектров (МДС) некоторых радиолокационных объектов. МДС есть сечение двухмерной матричной функции отклика G (, ) протяженного объекта вдоль оси. При этом сечение проходит через точку = k и представляет собой допле ровские спектры каждого из элементов матрицы обратного рассеяния всей совокупности отражателей, находящихся в стробе дальности, соответствующем задержке k. На каждом из рис. 2–4 изображены четыре функции (HH, HV, VH, VV) нормированной спектральной плотности энергии S последовательностей M отсчетов комплексных огибающих J11 ( t, ) J12 ( t, ), J 21 ( t, ), J 22 ( t, ) (см. рис. 1), соответственно, отсчитанных в момент времени t = t0 k ( t0 – момент излучения отдельного импульса пачки зондирующего векторного сигнала). Совокупность этих функций образует матричный доплеровский спектр объекта, находящегося в стробе дальности, соответствующем задержке k отраженного сигнала относительно момента излучения.

S, дБ S, дБ HH HV – 40 – – 50 – – 60 – – 70 – f, Гц f, Гц – 250 – 125 0 125 – 250 – 125 0 S, дБ S, дБ VH VV – 40 – – 50 – – 60 – – 70 – f, Гц f, Гц – 250 – 125 0 125 – 250 – 125 0 Рис. Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 6====================================== S, дБ S, дБ HH HV – 30 – – 40 – – 50 – – 60 – f, Гц f, Гц – 250 – 125 0 125 – 250 – 125 0 S, дБ S, дБ VV VH – 30 – – 40 – – 50 – – 60 – f, Гц f, Гц – 250 – 125 0 125 – 250 – 125 0 Рис. S, дБ S, дБ HH HV – 30 – – 40 – – 50 – – 60 – f, Гц f, Гц – 250 – 125 0 125 – 250 – 125 0 S, дБ S, дБ VH VV – 30 – – 40 – – 50 – – 60 – f, Гц f, Гц – 250 – 125 0 125 – 250 – 125 0 Рис. На рис. 2 приведен МДС отражений от морской поверхности при волнении 2–3 бал ла, угле места визирования примерно 1 и дальности около 6.5 км. На рис. 3 представлен МДС для отражений от зоны выпадения слабого дождя над поверхностью моря на дально сти около 20.5 км. На рис. 4 – МДС отражений от движущегося рыболовецкого судна на дальности около 22.8 км при волнении моря 1–2 балла.

Анализ экспериментальных данных. Для морской поверхности (рис. 2) кривые спектральной плотности элементов HH, VV (ко-поляризованные компоненты отраженного сигнала), HV, VH (кросс-поляризованные компоненты) матричного доплеровского спек ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. тра близки к гауссовским с шириной 80…100 Гц по уровню – 3 дБ. Величина смещения спектров зависит от направления зондирования относительно направления ветра и дости гает максимальных значений при ориентации луча радиолокатора по ветру или против не го ( ±100 Гц в проведенных измерениях). Максимальная дистанция, с которой наблюда лись отражения от поверхности моря, не превышала 12 км.

Отражения от зоны выпадения дождя (рис. 3) имеют высокий уровень ко-поляризо ванных и низкий (на уровне поляризационной развязки) уровень кросс-поляризованных компонент. Ширина спектров ко-поляризованных компонент лежит в интервале 40…65 Гц, что соответствует среднеквадратическому разбросу радиальных скоростей рассеивателей, находящихся в объеме разрешения, 0.6…1 м/с.

Для надводного судна (рис. 4) характерны узкие спектры элементов матрицы рас сеяния. Основная доля энергии отраженного сигнала сосредоточена в одной ячейке раз решения по доплеровской частоте.

За период измерений на жесткий диск ЭВМ записано 362 файла данных. Записи файлов проведены при неподвижной приемно-передающей антенне. Каждый из файлов содержит последовательности из M = 1024 отсчетов квадратур выходных радиосигналов согласованных фильтров системы рис. 1 для каждого из 128 элементов разрешения РЛС по дальности. Длительность каждой записи составляла 2 с. Анализ полученных данных показал, что для измеренных МДС соотношение SVH = SHV выполняется с погрешно стью, обусловленной шумами приемных каналов, что служит свидетельством взаимности свойств обратного рассеяния исследуемых объектов (море, дождь, судно). Статистическая обработка полученных данных, выходящая за рамки настоящей статьи, позволила сделать вывод о том, что в наибольшей степени различия в поляризационных характеристиках пространственно-распределенных нестационарных во времени объектов проявляются в коэффициентах взаимной корреляции элементов их матричного доплеровского спектра.

Полученные экспериментальные данные о поляризационно-доплеровской структуре отражений от сосредоточенных и распределенных нестационарных объектов, представ ленные в виде матричных доплеровских спектров, могут быть использованы при решении задачи количественной оценки повышения качества радиолокационных систем обнаруже ния и распознавания объектов при учете их поляризационно-доплеровских свойств. Даль нейшие усилия авторов статьи направлены на создание макета поляризационно-доп леровской РЛС, формирование зондирующего сигнала которой основано на применении сложных сигналов с большой базой. Это позволит производить оценку поляризационно доплеровских портретов радиолокационных объектов по одному зондирующему пакету поля. При этом будет исключена неоднозначность доплеровских измерений для всех воз можных на практике доплеровских скоростей объекта.

Библиографический список 1. Хлусов В. А. Обобщенная взаимно-корреляционная матричная функция излученного и рассеянного векторных сигналов активных однопозиционных систем // Докл. Томск. гос. ун-та систем управления и ра диоэлектроники. Т. 4. Радиотехнические системы и распространение радиоволн: Сб. науч. тр. Томск: Изд-во ТГУ, 2000. С. 165–170.

2. Френкс Л. Теория сигналов / Пер. с англ.;

Под ред. Д. Е. Вакмана. М.: Сов. радио, 1974. 343 с.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 6====================================== V. A. Butko, D. M. Nosov, A. S. Surkov, V. A. Khlusov Tomsk state university of control systems and radioelectronics Experimental measurement of Doppler polarization images of radar objects Results of coherent experimental measurements of backscattering matrix for different types of underlying surface (sea, ground) and for the local natural or artificial radar objects are presented. These experimental data were obtained during the full-scale test of polarization coherent X-band radar with full polarization sounding, allowing to estimate complex backscat tering matrix spectrum defining Doppler-polarization images of the radar objects.

Doppler-polarization image, complex backscattering matrix, matrix spectrum, full polarization sounding Статья поступила в редакцию 16 ноября 2006 г.

УДК 621.396.962. Д. В. Пурик Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники Восстановление характеристик рассеяния земной поверхности в РЛС с синтезированной апертурой Рассмотрена задача восстановления характеристик рассеяния земной поверхно сти в РЛС с синтезированной апертурой в наиболее общей постановке. Получено ма тематическое описание процесса рассеяния сигнала и алгоритма оптимальной обра ботки принимаемого сигнала. Показано, что полученный алгоритм позволяет более полно использовать информацию о рассеивающих свойствах земной поверхности по сравнению с базовым алгоритмом обработки сигналов в РЛС с синтезированной апер турой, а значит, повысить качество формируемого радиолокационного изображения.

Дистанционное зондирование, поляризация сигналов, радиолокация, рассеяние волн, синтезированная апертура Радиолокационные системы с синтезированной апертурой (РССА) являются эффек тивным средством обзора поверхности Земли для формирования радиолокационных изо бражений (РЛИ), отображающих рассеивающие свойства этой поверхности, с высоким разрешением, приближающимся к разрешению оптических изображений. В отличие от оптических изображений, РЛИ могут быть получены независимо от времени суток, со стояния облачности и осадков, что является существенным преимуществом РССА. Ис пользование поляризационных методов в РССА позволяет значительно повысить инфор мативность РЛИ и вероятности распознавания находящихся на них объектов.

Ведущие специалисты в области РССА [1], [2] отмечают ограничения базового алгоритма формирования РЛИ и необходимость в разработке более совершенных алгоритмов. Кроме того, для осуществления поляризационного анализа в РССА используется метод с переключением поляризации зондирующего сигнала, который приводит к ошибкам формирования РЛИ, хотя существуют и методы "моноимпульсного" полного поляризационного анализа [3]. Поэтому ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. возникает необходимость оптимизации про цесса формирования РЛИ с учетом процесса Траектория РCСА рассеяния радиоволн зондируемой поверхно стью, которая и решается в настоящей статье.

Рассмотрим процесс функционирова ния РССА в наиболее общей постановке (рис. 1). Предполагается, что система дви- След ДН антенны жется по некоторой произвольной траекто- Рис. рии, размеры зондируемого фрагмента по R (g) верхности Земли определяет диаграмма на- u tr ( t ) ur (t ) Рассеяние Восстановление правленности (ДН) антенны, которая также считается произвольной. Рис. Введем декартову систему координат, в которой произвольная точка траектории РССА задается вектором f, а произвольная точка поверхности Земли – вектором g. Будем предполагать, что временная зависимость f ( t ) – взаимнооднозначная. Это позволяет использовать один параметр траектории (вре мя) вместо двух, подразумевая, что второй при этом является известным.

Процесс формирования РЛИ можно рассматривать как последовательность двух эта пов (рис. 2): преобразование зондирующего сигнала u tr ( t ) в результате рассеяния на по верхности Земли и обработка принимаемого сигнала u r ( t ), т. е. восстановление функции рассеяния R ( g ) (подробно рассмотренной далее), характеризующей рассеивающие свойст ва поверхности. Далее эти два этапа рассматриваются последовательно.

Полностью поляризованный зондирующий сигнал (с произвольной поляризацией) счита ем узкополосным. В этом случае он представим в виде двухкомпонентного вектора Джонса [3]:

u tr ( t ) = U tr ( t ) exp ( i0t ), (1) где Ut ( t ) – векторная комплексная огибающая сигнала;

0 – несущая частота.

Излученный антенной сигнал (1) (предполагается, что антенна излучает одновременно обе поляризационные компоненты этого сигнала), создает электромагнитную волну, удовле творяющую уравнению Гельмгольца [4]. Решение уравнения Гельмгольца для напряженности электрической составляющей поля в произвольной точке r свободного пространства имеет вид r f (t ) G r f (t ), E ( t, r ) = aD ( r, t ) U tr t c где a – константа;

D ( r, t ) – комплексная ДН, пересчитанная к заданной точке простран ства;

G ( r ) – функция Грина свободного пространства.

Рассеянное поверхностью Земли поле E ( t, r ) в борновском приближении описыва ется выражением [4]:

g f (t ) + r g E s ( t, r ) = a D ( g, t ) R ( g ) U tr t G g f ( t ) G ( r g ) dg, (2) c S Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 6====================================== где R ( g ) – матричная дифференциальная функция рассеяния. Интегрирование произво дится по всей рассеивающей поверхности S.

Поле (2), принятое той же антенной, формирует принимаемый сигнал, описываемый выражением g f (t ) U r ( t ) = ab D 2 ( g, t ) R ( g ) U tr t 2 G g f ( t ) dg, (3) c S где b – константа.

Как видно из выражений (2) и (3), рассеивающие свойства зондируемой поверхности Земли полностью определяются в рамках рассматриваемой модели ее функцией рассеяния R ( g ). Это позволяет трактовать процесс обработки принимаемого сигнала как процесс восстановления функции рассеяния.

Рассмотрим процесс обработки сигнала. Математическая модель принимаемого век торного сигнала представлена в виде z (t ) = ur (t ) + n (t ), (4) где u r ( t ) – детерминированная составляющая этого сигнала, комплексная амплитуда ко торого определена выражением (3);

n ( t ) – векторный шум, компоненты которого будем считать некоррелированными между собой.

Функция рассеяния содержится в принимаемом сигнале в виде параметра, что по зволяет интерпретировать задачу ее восстановления как задачу оценки параметра. Нали чие аддитивной шумовой составляющей в принимаемом сигнале делает эту задачу стати стической. Решение такой задачи приводит к алгоритму максимального правдоподобия [3]. Оценка максимального правдоподобия определяется из условия R ( g ) = max w Z ( t ) R ( g ), (5) R( g ) где w Z ( t ) R ( g ) – функционал правдоподобия комплексной огибающей Z ( t ) принима емого векторного сигнала.

Функционал правдоподобия имеет вид ( t )] = d exp 1 [ Z ( t ) Z ( t )]+ [ Z ( t ) Z ( t )] dt, w[Z T N0 0 где d – константа;

N 0 – спектральная плотность "белого" шума;

T – время наблюдения процесса;

"+" – знак эрмитова сопряжения.

Оценка максимального правдоподобия (5) является решением следующей системы уравнений [5]:

ln w Z k ( t ) = 0 ;

i, j, k = 1, 2, Rij ( g ) (6) где Rij ( g ) – функциональная производная.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. Из (4) следует, что математическое ожидание наблюдаемого процесса определяется как g f (t ) Z ( t ) = U r ( t ) = ab D 2 ( g, t ) R ( g ) U tr t 2 G g f ( t ) dg.


c S После ряда математических преобразований решение системы уравнений (6) примет вид I ( g ) = R ( g) ( g, g ) dg, (7) S где g f (t ) I ( g ) = D 2 ( g, t ) Z + ( t ) U t 2 G g f ( t ) dt ;

T (8) c + g f (t ) g f ( t ) ) = D 2 ( g, t ) D 2 ( g, t ) Ut t ( g, g Ut t 2 T c c G 2 g f ( t ) G 2 g f ( t ) dt, (9) где "~" – знак комплексного сопряжения.

Выражение (7) описывает результат матричной пространственно-временной фильтра ции. Аппаратная реализация фильтра приведена на рис. 3, где ПВСФ – пространственно временные согласованные фильтры, согласованные с первой или второй поляризационными компонентами сигнала. Из выражения (7) видно, что результат такой согласованной фильтра ции представляет собой функцию рассеяния, сглаженную функцией ( g, g ) (9), которую назовем пространственно-временной матричной функцией неопределенности (ПВМФН).

Таким образом, ПВМФН полностью определяет результат оптимальной обработки (7). Если эффективная ширина модулей элементов этой функции мала по сравнению с ха рактерным масштабом изменения функции рассеяния зондируемой поверхности, а ее вне диагональные элементы пренебрежимо малы, то I (g) R (g), (10) т. е. в качестве оценки функции рассеяния можно использовать результат пространствен но-временной согласованной фильтрации.

Вид ПВМФН зависит от формы зондирующего сигнала, траектории РССА и ДН ан тенны. Выбирая должным образом эти параметры, можно добиться выполнения условия (10), т. е. обеспе- I11 ( g ) чить высокую степень соответствия формируемого Z ( t ) ПВСФ РЛИ функции рассеяния реальной поверхности. Таким I12 ( g ) образом, условие (10) определяет задачу вторичной оп- ПВСФ тимизации процесса формирования РЛИ. I 21 ( g ) Зондирующий сигнал РССА, как правило, являет- ПВСФ Z2 (t ) ся импульсным. Рассмотрим выражения для алгоритма I 22 ( g ) формирования РЛИ и ПВМФН в этом случае. Предста- ПВСФ вим (8) в виде Рис. Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 6====================================== I ( g ) = Z ( t ) U ref ( t, g ) dt, T т (11) где U ref ( t, g ) – опорный сигнал;

"т" – знак транспонирования.

При импульсном зондирующем сигнале имеем Up ref ( t nTp, g ), U ref ( t, g ) = N (12) n = где g f (t ) exp 2ik g f ( t ) U p ref ( t, g ) = D 2 ( g, t ) U p tr t 2 (13) c – комплексная огибающая единичного импульса опорного сигнала;

Tp – период повторе ния импульсов.

Вид выражений (12) и (13) позволяет произвести замену переменных t f = t nTp ;

ts = nTp. После такой замены (12) можно представить в виде функции двух переменных g f ( ts ) exp 2ik g f ( ts ), U ref ( t f, t s, g ) = D 2 ( g, t s ) U p tr t f 2 (14) c где U p tr ( t ) – комплексная огибающая единичного импульса излучаемого сигнала.

Подставив выражение (14) в (11), получим алгоритм формирования РЛИ как опера цию двухмерного преобразования сигнала, описываемого выражением g f ( ts ) I (g) = D ( g, ts ) exp 2ik g f ( ts ) Z ( t f, ts ) U + tr t f Tp 2 dt f.

(15) p c ts Структура выражения (15) позволяет разделить процесс формирования РЛИ на два этапа (рис. 4). Первый этап представляет собой согласованную обработку комплексной оги бающей импульса матричным согласован ным фильтром (МСФ), второй этап – коге Z ( t f, ts ) R (g) рентную обработку с компенсацией фазовой МСФ СА модуляции, возникающей за счет движения Рис. РССА, идентичной для каждого поляриза ционного канала, т. е. собственно синтезирование апертуры (СА). Подобную структуру име ет и базовый алгоритм формирования РЛИ. Но в отличие от базового, алгоритм (15):

• предполагает одновременный поляризационный анализ [3];

• является верным не только для линейной, но и произвольной траектории РССА;

• учитывает нелинейное запаздывание огибающей по апертуре.

Для рассматриваемого случая импульсного зондирующего сигнала ПВМФН имеет вид 2 rn ( g ) rn ( g) exp i 2k r ( g ) r ( g), { } Dn ( g ) Dn ( g) ( g, g ) = N n 2 (16) n c n = ======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. где ( ) = C U tr ( t ) U + ( t ) dt – матрица известных в радиолокации времячастотных T tr функций неопределенности [3];

rn ( g ) = g f ( t nTp ).

ПВМФН может быть использована для определения пространственной разрешаю щей способности РССА в соответствии с выражением g = xx ( g, g) dg, (17) где интегрирование производится по всем возможным значениям g. В этом заключается большая практическая важность этого математического объекта.

Рассмотрим пример ПВМФН (16) для заданного зондирующего сигнала и линейной траектории. В качестве векторных зондирующих сигналов, удовлетворяющих условию (10), предлагается использовать сигнал, поляризационные составляющие которого имеют линейную частотную модуляцию вверх или вниз по частоте [3]. Комплексные огибающие этих составляющих описываются выражениями { 2} { 2} U p tr1 ( t ) = U 0 exp it, t Ti ;

U p tr2 (t ) = U 0 exp it, t Ti ;

0, t Ti ;

0, t Ti, где – скорость изменения частоты;

Ti – длительность импульса.

Виды модулей элементов ПВМФН для таких сигналов в координатах дальность ( r0 ) – линейная координата ( x0 ) показаны на рис. 5 для длины синтезирования 120 м. Анализ уравнения (17) для этих условий показывает, что разрешающая способность составляет 3 м.

На рис. 6 показан один элемент ПВМФН и ДН антенны. Видно, что ПВМФН имеет перио дический характер, и если ДН антенны не будет выбрана должным образом, на РЛИ будут присутствовать артефакты.


11 r0, м r0, м – 30 – 0 0 x0, м – 30 x0, м – 21 r0, м r0, м – 30 – 0 0 x0, м – 30 x0, м – Рис. Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 6====================================== Таким образом, в работе предложен ДН антенны усовершенствованный алгоритм восста новления функции рассеяния поверхности Земли в радиосистемах с синтезированной апертурой, основанный на физической мо дели рассеяния и отвечающий статистиче – r0, м скому критерию оптимальности. Этот ал- горитм позволяет формировать радиолока- x0, м – ционное изображене, принимая во внима- Рис. ние эффекты, которые не учитывает базо вый алгоритм, в частности, позволяет компенсировать искажения, которые дает базовый алгоритм при повышении разрешающей способности [1]. Следовательно, предложенный алгоритм обладает большей эффективностью по сравнению с базовым алгоритмом. Вве дена ПВМФН, которая может использоваться, в частности, для оценки потенциальной разрешающей способности РССА.

Библиографический список 1. Goodman R., Carrara W. Synthetic aperture radar algorithms // Handbook of image and video processing.

London: Acad. press, 2000. P. 749–770.

2. Raney R. K. Radar fundamentals: technical perspective // Principles and applications of imaging radar. Man ual of remote sensing / Ed. F. M. Henderson, A. J. Lewis. New York: John Wiley & Sons, 1998. Vol. 2. P. 9–130.

3. Хлусов В. А., Лигтхарт Л. П., Шарыгин Г. С. Одновременное измерение всех элементов матрицы рассея ния радиолокационных объектов с использованием сложных сигналов // Радиолокация, навигация, связь: Тр. VIII Междунар. науч.-техн. конф., 2002, Воронеж / Воронежский гос. ун-т. Воронеж, 2002. Т. 3. С. 1655–1667.

4. Рытов С. М., Кравцов Ю. А., Татарский В. И. Введение в статистическую радиофизику. Ч. 2: Случай ные поля. М.: Наука, 1978. 463 с.

5. Фалькович С. Е. Оценка параметров сигнала. М.: Советское радио, 1970. 336 с.

D. V. Purik Tomsk state university of control systems and radioelectronics Reconstruction of Earth surface scattering characteristics by synthetic aperture radar system The of Earth surface scattering characteristics reconstruction in a general form problem is considered. Mathematical description of signal scattering process and optimal algorithm of signal processing is derived. The fact is shown that the derived algorithm allow using more comprehensive information of the Earth surface scattering characteristics relatively to the ba sic algorithm. The derived algorithm therefore provides a radar image of better quality.

Remote sensing, signals polarization, radar, waves scattering, synthetic aperture Статья поступила в редакцию 15 ноября 2006 г.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. Редакционный отдел Наши авторы Бутырин Евгений Юрьевич Инженер научно-производственной фирмы "Микран" (г. Томск), студент Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники. Автор 9 научных публикаций. Сфера научных интересов – широкополосные цифровые приемопередающие тракты;

цифровая обработка широкополосных сигналов в реальном времени.

Бутько Виктор Алексеевич Кандидат технических наук (2003), директор научно-исследовательского института радиотехнических систем Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники. Автор 32 печатных работ. Сфера научных интересов – характеристики радиолокационных объектов;

обработка сигналов в радиолокационных системах.

Ворошилин Евгений Павлович Аспирант Томского государственного университета систем управления и радиоэлек троники (ТУСУР) по кафедре радиотехнических систем, младший научный сотрудник на учно-исследовательского института радиотехнических систем ТУСУР. Окончил ТУСУР (2004). Автор 7 научных публикаций. Сфера научных интересов – распространение ра диоволн;

радиолокация;

системы связи;

цифровая обработка сигналов;

программирование.

Денисов Вадим Прокопьевич Доктор технических наук (1983), профессор (1984) кафедры радиотехнических сис тем Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники.

Автор более 150 научных работ. Сфера научных интересов – распространение радиоволн;

радиолокация;

радионавигация;

статистические методы обработки сигналов.

Дудко Борис Павлович Кандидат технических наук (1964), доцент (1969), профессор кафедры радиотехни ческих систем Томского государственного университета систем управления и радиоэлек троники. Автор более 100 научных работ. Сфера научных интересов – радионавигация;

тропосферное распространение радиоволн;

радиолокация;

экспериментальные исследова ния характеристик радиосигналов.

Зайцев Виктор Александрович Ведущий инженер научно-исследовательского института радиотехнических систем Том ского государственного университета систем управления и радиоэлектроники (ТУСУР). Окон Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 6====================================== чил Томский институт автоматизированных систем управления и радиоэлектроники (ныне ТУСУР) (1970). Автор 20 научных работ. Сфера научных интересов – антенно-фидерные уст ройства сантиметрового диапазона;

устройства обработки СВЧ-сигналов, акустооптика.

Киселев Олег Николаевич Кандидат технических наук (1968), доцент (1970), старший научный сотрудник на учно-исследовательского института радиотехнических систем Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники. Автор более 40 научных работ.

Сфера научных интересов – радиометеорология;

тропосферные измерительные радиосис темы;

тропосферное распространение радиоволн УКВ-диапазона.

Корниенко Владимир Геннадьевич Младший научный сотрудник научно-исследовательского института радиотехниче ских систем Томского государственного университета систем управления и радиоэлек троники (ТУСУР). Окончил ТУСУР (2000). Автор 6 научных публикаций. Сфера научных интересов – распространение радиоволн;

радиолокация;

системы связи;

синхронизация и радионавигация;

обработка сигналов;

автоматизация экспериментальных исследований.

Крутиков Михаил Владимирович Начальник лаборатории распространения радиоволн научно-исследовательского ин ститута радиотехнических систем Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники (ТУСУР). Окончил Томский институт автоматизирован ных систем управления и радиоэлектроники (ныне ТУСУР) (1977). Автор более 100 науч ных работ. Сфера научных интересов – распространение радиоволн;

радиолокационные и радионавигационные системы.

Лебедев Виталий Юрьевич Кандидат технических наук (2004), старший научный сотрудник (2006) научно-ис следовательского института радиотехнических систем Томского государственного универ ситета систем управления и радиоэлектроники. Автор 24 научных работ. Сфера научных интересов – распространение радиоволн;

радиолокация;

системы связи;

синхронизация и радионавигация;

обработка сигналов;

автоматизация экспериментальных исследований.

Мещеряков Александр Алексеевич Кандидат технических наук (2006), старший научный сотрудник научно-исследова тельского института радиотехнических систем Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники. Автор более 50 научных работ. Сфера научных интересов – оптимизация работы радиотехнических систем местоопределения в условиях искажений радиосигналов при их распространении.

======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. Носов Дмитрий Михайлович Научный сотрудник научно-исследовательского института радиотехнических систем Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники (ТУСУР). Окончил ТУСУР (2002). Автор 17 печатных работ. Сфера научных интересов – радиолокация;

исследование поляризационных свойств радиолокационных объектов.

Осипов Михаил Витальевич Научный сотрудник научно-исследовательского института радиотехнических систем Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники (ТУСУР).

Окончил ТУСУР (2000). Автор 15 научных работ. Сфера научных интересов – фазовые радиопеленгаторы;

цифровая обработка сигналов.

Пурик Дмитрий Владимирович Аспирант Томского государственного университета систем управления и радиоэлек троники (ТУСУР) по кафедре радиотехнических систем, младший научный сотрудник на учно-исследовательского института радиотехнических систем ТУСУР. Окончил ТУСУР (2005). Автор 16 печатных работ. Сфера научных интересов – формирование и обработка радиолокационных изображений в РЛС с синтезированной апертурой.

Ровкин Михаил Евгеньевич Кандидат технических наук (2005), старший научный сотрудник научно-исследова тельского института радиотехнических систем Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники. Автор более 70 научных работ. Сфера научных интересов – радиофизика (распространение радиоволн в каналах с рассеянием;

численное моделирование полей);

радиолокация (цифровые тракты РЛС;

обработка сигналов).

Савин Александр Александрович Аспирант Томского государственного университета систем управления и радиоэлек троники (ТУСУР) по кафедре радиотехнических систем, младший научный сотрудник на учно-исследовательского института радиотехнических систем ТУСУР. Окончил ТУСУР (2004) по специальности "Радиоэлектронные системы". Автор 10 научных публикаций.

Сфера научных интересов – статистический анализ и синтез измерительных радиотехниче ских систем и устройств;

математическое моделирование алгоритмов обработки сигналов.

Сурков Алексей Сергеевич Научный сотрудник научно-исследовательского института радиотехнических систем Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники (ТУСУР). Окончил ТУСУР (2002). Автор 21 печатной работы. Сфера научных интересов – радиоэлектроника;

радиолокация.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2006. Вып. 6====================================== Тисленко Владимир Ильич Кандидат технических наук (1969), доцент (1970) кафедры радиотехнических систем Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники (ТУСУР), ведущий научный сотрудник научно-исследовательского института радиотехнических сис тем ТУСУР. Автор 73 научных работ. Сфера научных интересов – статистическая теория анализа и синтеза измерительных радиотехнических систем и устройств;

математическое моделирование алгоритмов обработки сигналов;

экспериментальные исследования характе ристик радиосигналов.

Хлусов Валерий Александрович Доктор технических наук (2004), ведущий научный сотрудник научно-исследова тельского института радиотехнических систем Томского государственного университета систем управления и радиоэлектроники. Автор 76 печатных работ. Сфера научных интере сов – поляризационная радиолокация;

обработка сигналов;

теория групп в приложениях.



Pages:     | 1 | 2 ||
 





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.