авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:     | 1 |   ...   | 2 | 3 || 5 | 6 |   ...   | 7 |

«МИНИСТЕРСТВО ОБОРОНЫ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ ВОЕННЫЙ ИНСТИТУТ РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ Г.Л. КЛОЧКОВ ЦИФРОВЫЕ УСТРОЙСТВА И МИКРОПРОЦЕССОРЫ ...»

-- [ Страница 4 ] --

При подаче на вход счетных импульсов состояние триггеров будет изме няться в соответствии с кодом 8-4-2-1 до седьмого счетного импульса, по сле окончания которого в счетчике запишется комбинация 0111. В резуль тате воздействия восьмого импульса триггер ТТ 3 переходит в единичное состояние и на его инверсном выходе Q3 появляется перепад из 1 в 0, ко торый по цепи обратной связи устанавливает триггеры ТТ 1 и ТТ 2 в еди ничное состояние. При этом счетчик переходит в состояние 1110 2 =14, пропустив шесть состояний 8,9,10,11,12 и 13. По окончании девятого им пульса вся декада заполняется единицами, а после десятого все триггеры сбросятся в 0, то есть цикл счета завершится.

В счетчиках на интегральных схемах, в которых триггеры имеют только статические установочные входы, цепь обратной связи создается с помощью нескольких логических элементов.

Метод безвентильных счетчиков.

Эта разновидность счетчиков не имеет в своей функциональной схе ме логических элементов (вентилей), что и определило их название. Для построения безвентильного счетчика необходимо представить коэффици ент счета в виде произведения сомножителей, каждый из которых пред ставляет собой или целую степень числа 2 К i 2 р, или целую степень числа 2 с добавлением единицы К j 2 p 1.

Примеры представления K сч для безвентильных счетчиков приведена в таблице 4.3.

Таблица 4. K сч K сч на Разложение на Разложение K сч K сч Ki и K j Ki и K j множители множители 2(22+1)+ 2 2 22(2+1) 3 2+1 22 22(2+1)+ 4 22+ 5 14 2[2(2+1)+1] 6 2(2+1) 15 2[2(2+1)+1]+ 7 2(2+1)+1 23 24+ 8 23+1 2(23+1) 9 2(22+1) 2(23+1)+ 10 22(22+1) Из таблицы 4.3 следует, что безвентильные счетчики обладают регу лярной структурой. В качестве примера рассмотрим схемы безвентильных счетчиков с K сч =3 и K сч =5.

Рис.4. Схема безвентильного счетчика с K сч =3 и временные диаграммы представлены на рис 4.40. Для реализации счетчика использованы два двухступенчатых JK - триггера. Инверсный выход триггера TT2 соединен со входом J триггера TT1. Триггер TT2 называют дополнительным триг гером. За счет соединения инверсного выхода TT2 со входом J основного триггера TT1 исключается переключение триггера TT1 третьим счетным импульсом, так как при этом на входе J действует логический сигнал «0».

Только после переключения дополнительного триггера третьим им пульсом в нулевое состояние появляется возможность переключения триг гера TT1 четвертым счетным импульсом в единичное состояние. Поэтому период следования импульсов на выходе счетчика равен 3Т 0, причем входные импульсы могут сниматься как с выхода Q1, так и с выхода Q2.

Для синтеза счетчика с K сч =22+1=5 необходимо иметь уже не один основной триггер, а двухразрядный счетчик ( р=2 ) и один дополнитель ный триггер.

Схема и временные диаграммы такого счетчика приведены на рис.4.41. На входы K триггеров TT1 и TT3 подан сигнал логической еди ницы.

Рис.4. Триггеры TT1 и TT2 соединены по схеме вычитающего счетчика, а триггер TT3 - дополнительный. В исходном состоянии все триггеры уста новлены в нулевое состояние подачей импульса сброса по шине R. При подаче на входы C триггеров TT1 и TT3 первого счетного импульса пер вый триггер опрокидывается в единичное состояние. Одновременно и триггер TT2 опрокидывается в единичное состояние, т.к. сигнал на выходе Q триггера TT1 изменяется из единичного значения в нулевое. Триггер TT3 сохраняет исходное нулевое состояние.

При подаче второго импульса счета триггер TT1 опрокидывается в нулевое состояние, а триггер TT2 остается в единичном, т.к. сигнал Q1 на выходе первого триггера изменяется из нулевого в единичное значение, а при положительных периодах на входе двухступенчатые триггеры не из меняют своего состояния. Триггер TT3 опрокидывается в «1».

При подаче третьего счетного импульса триггер TT1 сохранит ну левое состояние, т.к. сигнал на его входе J равен логическому нулю, а триггер TT2 - единичное состояние. Триггер же TT3 опрокинется в нуле вое состояние.

С приходом четвертого импульса счета триггер TT1 опрокинется в единичное состояние, а TT2 - в нулевое, т.к. сигнал Q1 изменяется из «1» в «0». Триггер TT3 опрокидывается в единичное состояние.

С приходом пятого импульса счета триггер TT1 опрокидывается в нулевое состояние, TT2 сохраняет нулевое состояние, а триггер TT3 оп рокидывается в нулевое состояние.

При подаче шестого счетного импульса триггер TT1 опрокинется в «1», TT2 - в «1», а TT3 останется в «0» и далее процесс повторяется. Та ким образом, как следует из графиков (рис.3.7,а,б), период следования импульсов на выходе Q2 равен 5 T0, т.е. K сч =5.

Из рассмотренных примеров можно сформулировать общие прави ла построения безвентильных счетчиков:

заданный модуль счета K сч разбивается на сомножители вида K i и Kj;

составляется функциональная схема, которая представляет собой со четание частных счетчиков с коэффициентом счета K i 2 p, где p 1,2,3,, и добавочных JK триггеров к каждому из них для увеличения на 1 коэффициента счета;

внутри каждого частного счетчика JK - триггеры соединяются по схеме вычитающего счетчика с последовательным переносом;

общим выходом счетчика является выход частного счетчика с ко эффициентом счета K i 2 p.

4.6.7. Счетчики с переменным коэффициентом пересчета Счетчики с К сч. max. 2 n могут быть использованы для построения пересчетных схем с переменным коэффициентом пересчета К сч. 2 n.

Принудительный перевод счетчика из состояния К сч.i в К сч. j осуществ ляется посредством n – разрядного цифрового компаратора, на входы которого подается код состояния счетчика и n – разрядный двоичный код числа К сч. 2 n.

Схема счетчика с переменным К сч. представлена на рис.4.42.

Рис.4. В момент, когда коды счетчика и код К сч. равны друг другу, на выходе компаратора формируется сигнал 1, который подается на вход R cчетчика. Счетчик переходит в нулевое состояние и цикл счета повторя ется. В счетчиках с Ксч.2р, то есть счетчиках с обратными связями, мо гут возникнуть сбои в работе, обусловленные опасными состязаниями сигналов за счет различного времени переключения, входящих в счетчик триггеров. Поэтому при принудительной установке счетчиков в некото рое состояние триггер, с которого снимается сигнал обратной связи, мо жет переключиться раньше других, вследствие чего сигнал на выходе цепи обратной связи примет значение, равное 0, еще до того момента, когда остальные триггеры установятся в нулевое состояние. В результате начальное состояние счетчика окажется отличным от требуемого, что приведет к изменению коэффициента пересчета. Для устранения опас ных состязаний можно ввести дополнительную задержку в цепь обрат ной связи.

4.6.8. Цифровые делители числа импульсов Цифровым делителем числа импульсов с коэффициентом деления равным К дел называется последовательностный цифровой узел, импульс, на выходе которого появляется после поступления на вход К дел импуль сов.

В отличие от импульсных делителей, собранных на мультивибрато рах в автоколебательном режиме, которые осуществляют деление только при периодической последовательности счетных импульсов, цифровой де литель, имеющий в своем составе элементы памяти-триггеры, осуществля ет деление числа импульсов независимо от их периодичности. Такие дели тели строятся, как правило, на основе счетчиков, причем К сч. = К дел.

Рассмотрим работу схемы цифрового делителя числа импульсов с произвольным К дел на декадных счетчиках. Он строится на основе после довательного соединения счетных декад. На рис. 4.43 последовательно со единены два декадных счетчика ( К сч. =10), счетные импульсы поступают на вход первой декады – декады единиц. Выход первого декадного счет чика соединен со входом второго. На выходе первого декадного счетчика число импульсов в 10 раз меньше числа поступивших на его вход. На вы ходе второй декады (декады десятков) число импульсов в 100 раз меньше, чем на входе делителя.

Для получения любого коэффициента деления, например, К дел. =26, необходимо, чтобы при поступлении на вход 26-го импульса схема дели теля вырабатывала на выходе сигнал I. Этот сигнал является также сигна лом установки делителя в нулевое состояние. Для получения К дел. = схема распознавания первой декады должна распознавать число 6 (0110), а вторая – 2 (0010). В качестве схемы дешифратора декад применяются ло гические элементы "И" (Э1, Э2). Во второй ступени дешифратора также используется элемент "И" (Э3),сигнал на выходе которого будет равен I только при F1 F2 равных I.

Для изменения значения К дел. осуществляют перекоммутацию вхо дов ЛЭ Э1 и Э2 на новое значение коэффициента деления. Такие делители нашли широкое применение в схемах синтезаторов частот.

Рис.4. Кроме счетчиков в схемах делителей находят применение кольце вые регистры сдвига. Схема делителя на регистре сдвига кольцевого типа с n =4 приведена на рис. 4.44.

В исходном состоянии на установочный вход S первого триггера кольцевого регистра через элемент "ИЛИ" подается единичный сигнал.

При подаче первого входного импульса первый триггер опрокидывается в единичное состояние. При поступлении следующих входных импульсов единица, записанная в первом триггере регистра, последовательно продви гается на выход.

Рис.4. При подаче 4-го входного импульса единица появляется на выходе и одно временно подается на установочный вход регистра через элемент "ИЛИ".

С подачей 5-го входного импульса процесс повторяется. Таким обра зом, коэффициент деления такого делителя определяется количеством триггеров регистра. Для получения больших коэффициентов деления при меняется последовательное соединение регистров. При этом К дел. п1 п2...пi, где пi число разрядов применяемых кольцевых регистров.

Такое соединение счетчиков приводит к значительному уменьшению об щего числа триггеров, составляющих делитель.

Вдвое сократить число триггеров делителя можно, применяя кольце вые регистры с перекрестной обратной связью, называемые также счетчи ками Джонсона. Схема такого счетчика на JK – триггерах приведена на рис.4. Счетчики на регистрах с перекрестными связями не нуждаются в ус тановке начального состояния.В них при подаче на вход счетных импуль сов появляются 2 п. возможных состояний, включая нулевое состояние всех триггеров. Последовательность состояний регистра приведена в таб лице 4.4.

Рис.4. При использовании регистра с перекрестной связью в качестве де лителя его коэффициент деления К дел. 2 п.

Таблица 4. Номер состояния Q0 Q1 Q2 Q3 Q 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 2 1 1 0 0 3 1 1 1 0 4 1 1 1 1 5 1 1 1 1 6 0 1 1 1 7 0 0 1 1 8 0 0 0 1 9 0 0 0 0 Декадные счетчики – делители с возможностью индикации состояний выполняются в виде особых ИМС. Например, К564ИЕ содержит счетчик Джонсона с кодопреобразователем для семисегментного индикатора.

ГЛАВА 5. ГЕНЕРАТОРЫ ИМПУЛЬСОВ 5.1. Мультивибраторы 5.1.1. Общие сведения о релаксационных генераторах.

Импульсные колебания характеризуются наличием участков со скач кообразным изменением напряжения между двумя его постоянными уров нями. Такие колебания также называются “разрывными”, а генераторы “разрывных” колебаний релаксационными генераторами.

Релаксационные генераторы, также как и триггеры, относятся к клас су регенеративных переключающих (“спусковых”) устройств. В отличие от триггеров, имеющих два состояния устойчивого равновесия, релаксаци онные генераторы обладают одним или не имеют ни одного состояния ус тойчивого равновесия.

Устойчивым равновесием называется такое состояние регенератив ного переключающего устройства, при котором после некоторого малого изменения напряжения (тока) на его элементах устройство возвращается в исходное состояние, т.е. напряжения и токи принимают первоначальные постоянные значения.

Неустойчивым равновесием называется такое состояние регенера тивного переключающего устройства, при котором после сколь угодно ма лого изменения напряжения (тока) на его элементах устройство не возвра щается, а все более уходит от исходного состояния.

Квазиравновесие характеризуется сравнительно медленным измене нием токов и напряжений, приводящих к некоторому критическому со стоянию, при котором создаются условия для скачкообразного перехода в другое состояние.

Процесс перехода релаксационного генератора из одного состояния равновесия в другое называется опрокидыванием или скачком.

Скачки в спусковых устройствах могут происходить как под дейст вием внешних (запускающих) напряжений, так и в результате внутренних процессов в схеме устройства.

Релаксационные генераторы могут работать в ждущем, автоколеба тельном режимах, а также в режиме синхронизации.

В ждущем режиме релаксационный генератор имеет одно состояние устойчивого равновесия, а другое – квазиравновесия. Переход из устойчи вого состояния в состояние квазиравновесия осуществляется в результате воздействия внешнего запускающего импульса.Обратное опрокидывание в исходное устойчивое состояние осуществляется самостоятельно через промежуток времени, зависящий от параметров схемы и равный длитель ности формируемого импульса tи.

В автоколебательном режиме имеют место два чередующихся со стояния квазиравновесия. В этом режиме период импульсных колебаний определяется только параметрами схемы.

В режиме синхронизации на релаксационный генератор, работающий в автоколебательном режиме, воздействует внешнее синхронизирующее напряжение. В результате период его колебаний устанавливается равным или кратным периоду синхронизирующего напряжения. При отсутствии внешнего синхронизирующего напряжения в релаксационном генераторе устанавливается режим автоколебаний.

В релаксационных генераторах для реализации условия самовозбуж дения по фазе, также как и в генераторах гармонических колебаний, могут использоваться два способа.

При первом способе применяются два транзисторных ключа (ИЛЭ «НЕ»), замкнутых в цепью положительной обратной связи, причем одна или две связи меду ключами должны быть емкостными. Такой релаксаци онный генератор называется мультивибратором.

При втором способе используется один транзисторный ключ, в котом положительная обратная связь выхода со входом осуществляется спомо щью импульсного трансформатора. Такие релаксационные генераторы на зываются блокинг – генераторами 5.1.2 Мультивибраторы на транзисторах Мультивибратор с коллекторно-базовыми связями в ждущем режиме Принципиальная схема мультивибратора с коллекторно-базовыми связями на биполярных транзисторах n-р-n типа приведена на рис.5.1,а, а временные диаграммы, поясняющие его работу, - на рис.5.1,б.

При рассмотрении процессов в мультивибраторе будем считать, что базовый и коллекторный токи закрытого транзистора, а также напряжение между коллектором и эмиттером насыщенного транзистора равны нулю I ко I бо 0, U кн 0.

Исходное состояние. В исходном состоянии, которое является со стоянием устойчивого равновесия, транзистор VТ2 открыт и насыщен, а транзистор VТ1 закрыт. Для насыщения транзистора VT2 необходимо, чтобы выполнялось неравенство U U ип I б 2 ип I бн 2, R2 В2 Rк R2 В2 Rк 2, откуда следует (5.1.) где В2 коэффициентусиления транзистора VT в режиме большогосигнала.

Для обеспечения запирания транзистора VT1 необходимо выполне ние неравенства U см R1 Rбк U бэ 1 Rбк I ко 0 (5.2.) R1 Rбк R1 Rбк а б Рис.5.1.

При I ко1 0 неравенство (5.2) имеет вид Е см U бэ1 Rбк 0 (5.3.) R1 Rбк Конденсатор С2 в исходном состоянии заряжен почти до напряжения U C 2 U ип. Ускоряющий конденсатор С1 заряжен до небольшого напря жения (порядка нескольких десятых вольта), соответствующего напряже нию на базе закрытого транзистора VT1, т.к. U кн2 0.

Запуск мультивибратора и первый скачок. В момент времени t 1 в цепь базы насыщенного транзистора VТ2 через дифференцирующую цепь C g, R g и отсекающий диод VD подается отрицательный запускающий им пульс. При этом транзистор VТ2 запирается а транзистор VТ1 насыщается.

Мультивибратор переходит в состояние квазиравновесия.

Задержки, вызванные процессами рассасывания избыточного заряда на базе транзистора VT2, подготовки, в течение которого оба транзистора переходят в активный режим, и регенерации ( промежутка времени, в те чение которого транзистор VT1 входит в режим насыщения ) на временных диаграммах, приведенных на рис. 5.1,б, не показаны.

Cостояние квазиравновесия. Насыщенное состояние транзистора VТ в состоянии квазиравновесия обеспечивается выбором сопротивления ре зистора R1. Можно показать, что его величина рассчитывается из выраже ния (4.4) U ип E U см ип (5.4.) Rк 2 Rбк R1 B1 Rк В состоянии квазиравновесия конденсатор С2, заряженный ранее до напряжения U c 2 U ип., начинает перезаряжаться по цепи: +Uи.п., R2, С2, э-к VТ1,, -Uи.п.. По мере перезаряда конденсатора С2 изменяется соответст венно и напряжение на базе VТ2.

В момент времени t2 напряжение на конденсаторе становится рав ным нулю. После этого полярность напряжения U б 2 изменяется на поло жительную, что приводит к отпиранию транзистора VТ2.

Длительность процесса квазиравновесия определяется скоростью перезаряда конденсатора С2 через резистор R2, т.е. зависит от емкости конденсатора С2 и сопротивления резистора R2. Поэтому данные элемен ты схемы называются времязадающими. Длительность формируемого импульса определяется выражением (5.5.) t и 0,7 С 2 R Во время процесса квазиравновесия происходит также заряд уско ряющего конденсатора С1 до напряжения +Uи.п по цепи +Uи.п., Rк 2, С1, переход э-б VТ1,, -Uи.п... При этом формируется фронт положительного периода напряжения на коллекторе транзистора VТ2, длительность кото рого определяется выражением t ф 2 3 Rк 2 C 1 (5.6.) Второй скачок. При отпирании транзистора VТ2 его нарастающий коллекторный ток замыкается через ускоряющий конденсатор С1, т.к.

I Rk - const ( U c 1, - const ), и эмиттерный переход насыщенного транзисто ра VТ1, создавая обратный ток базы. Под действием этого тока осуществ ляется рассасывание избыточного заряда и транзистор VТ1 из состояния насыщения переходит в активную область. При этом коэффициент усиле ния в петле положительной обратной связи станет больше единицы и в схеме начнется регенеративный процесс, в результате которого транзистор VТ1 запирается, а VТ2 переходит в состояние насыщения.

Восстановление исходного состояния. После второго скачка в тече ние промежутка времени [t2 – t3] происходит восстановление исходного, устойчивого состояния мультивибратора. Во время восстановления исход ного состояния идет заряд времязадающего конденсатора С2 и разряд ус коряющего конденсатора С1. Конденсатор С2 заряжается до напряжения Uи.п. по цепи: +Uи.п., Rк1,, участок э-б транзистора VТ2,, - Uи.п.. Раз ряд конденсатора С1 происходит через параллельно соединенные (при на сыщенном транзисторе VТ2.) резисторы R и R и определяет время ус бк тановления напряжения на базе транзистора VТ1.

RR t уст 3C 1 бк 1.

Rбк R Длительность процесса восстановления определяется обычно вре менем заряда конденсатора С2, т.к. разряд С1 происходит чаще всего бы стрее заряда С2 в силу того, что C 2 C 1.

t вос 3 Rк 1C 2 (5.7.) Таким образом, в результате воздействия запускающего импульса малой длительности мультивибратор, работающий в ждущем режиме, генерирует импульс, длительность которого определяется временем существования состояния квазиравновесия. Частота следования генерируемых импульсов равна частоте импульсов запуска.

Выходные импульсы можно снимать как с коллектора транзистора VТ2, так и c коллектора VТ1. Длительность фронта положительного пере пада напряжения на коллекторе транзистора VT равна времени восста + новления и значительно больше tф2. Поэтому целесообразно выходной импульс снимать с коллектора транзистора VТ2.

Мультивибратор с коллекторно-базовыми связями в автоколебатель ном режиме Принципиальная схема мультивибратора с коллекторно-базовыми связями в автоколебательном режиме на биполярных транзисторах n-p-n типа приведена на рис. 5.2,а, а временные диаграммы, поясняющие его ра боту на рис. 5.2,б.

По сравнению со схемой ждущего мультивибратора (рис.5.1), в этой схеме обе коллекторно-базовые связи емкостные, т.е. имеют место два состояния квазиравновесия.

Принцип работы данного мультивибратора заключается в поочеред ном опрокидывании его из одного состояния квазиравновесия в другое.

Рассмотрим стационарный режим автоколебаний, не останавливаясь на процессе их установления. При этом, если, начав рассмотрение с произ вольного состояния, докажем, что через определенное время мультивибра тор оказывается в том же состоянии, то можно считать, что в мультивибра торе имеют место периодические автоколебания.

а б Рис. 5.2.

Предположим, что в момент времени t1 в схеме произошел скачок, в результате которого транзистор VТ2 закрылся, а VТ1 перешел в режим на сыщения. При этом конденсатор С1 разряжен, а С2 заряжен до напряжения Uи.п.. Таким образом, мультивибратор находится в одном из двух состоя ний квазиравновесия. Конденсатор С2 перезаряжается через резистор R2 и насыщенный транзистор VТ1, а конденсатор С1 заряжается через резистор Rк 2 и участок эмиттер-база транзистора VТ1. Время существования режи ма квазиравновесия определяется соотношением t 02 0,7 R2 C 2.

Если C1=C2, то время заряда С1 меньше времени перезаряда C2, т.к.

Rк 2 R2 и к моменту окончания процесса перезаряда С2 конденсатор С зарядится до напряжения Uи.п.. В момент времени t2 конденсатор С2 пере зарядится до нулевого напряжения, напряжение на базе транзистора VТ также становится равным нулю и в схеме происходит опрокидывание в но вое состояние квазиравновесия, при котором транзистор VТ1 закрывается, а VТ2 входит в режим насыщения. Время существования нового состояния квазиравновесия теперь определяется процессом перезаряда конденсатора С1 через резистор R1 и насыщенный транзистор VТ2 t 01 0,7 R1C 1.

Если пренебречь временем опрокидывания в схеме по сравнению с време нем состояния квазиравновесия, то период автоколебаний можно опреде лить по формуле:

T0 t 01 t 02 0,7 R1C 1 R2 C 2 (5.8.) В мультивибраторе, схема которого изображена на рис.5.2, при неко тором сочетании параметров элементов может иметь место состояние ус тойчивого равновесия, когда оба транзистора находятся в устойчивом со стоянии. В этом случае имеет место жесткий режим возбуждения автоко лебаний мультивибратора. Для перевода мультивибратора из состояния ус тойчивого равновесия в режим автоколебаний необходим внешний толчок, например, повторное включение источника питания.

В этой схеме для обеспечения насыщенного состояния открытого транзистора величина резисторов R1 и R2 выбирается из условия R1,2 BRк, с учетом того, что на коллекторе второго закрытого транзи стора напряжение близко к Uи.п..

5.1.3. Мультивибраторы на интегральных логических элементах Мультивибраторы на логических элементах находят применение в цифровых устройствах, в которых они выполняют вспомогательные функ ции, и поэтому к ним не предъявляются жесткие требования по стабильно сти временных параметров генерируемых импульсов. Применением таких мультивибраторов достигается унификация элементной базы аппаратуры и хорошее согласование их с цифровой частью устройства.

Возможность создания мультивибраторов на логических элементах обусловлена тем, что эти схемы представляют собой ключи (инверторы).

Они могут находиться либо в открытом (на выходе логический 0), либо в закрытом (на выходе логическая 1) состояниях.

В устройствах, в которых два логических элемента охвачены положитель ной обратной связью, возможны, как известно, скачки напряжений и токов.

Это позволяет синтезировать на логических элементах И-НЕ (ИЛИ-НЕ) как триггер, так и мультивибратор.

Мультивибратор в ждущем режиме на основе RS-триггера с инверс ными входами Схема мультивибратора и временные диаграммы, поясняющие его работу, приведены на рис. 5.3, а, б.

Основу схемы составляет RS-триггер с инверсными входами, соб ранный на ИЛЭ DD1 и DD2 типа И-НЕ. Логический элемент DD0 представ ляет собой инвертор, предназначенный для инвертирования входного сиг нала. Времязадающими элементами схемы являются конденсатор Сt и ре зистор R. Логический элемент DD3 обеспечивает инверсию сигнала с вы хода Q. Выходное напряжение мультивибратора снимается с выхода Q триггера.

Рис. 5. Пусть в исходном состоянии на выходе Q логический 0, а следова тельно, на выходе Q логическая единица. Тогда на выходе ИЛЭ DD3 имеет место логическая единица и конденсатор Сt заряжен до напряжения, соот ветствующего логической 1. При этом на входах S и R триггера дейст вует нейтральная комбинация сигналов (1 1) и исходное состояние тригге ра остается неизменным.

В момент времена t1 напряжение на входе Uзап. кратковременно из меняется до уровня логической 1. При этом на входе S триггера действу ет сигнал логического нуля и RS-триггер опрокидывается в единичное со стояние (Q = 1, Q = 0). Это приводит к появлению на выходе ИЛЭ DD нулевого логического уровня. При этом конденсатор Ct начинает разря жаться через резистор R и малое выходное сопротивление Rвых. ИЛЭ DD3. Этот процесс соответствует состоянию квазиравновесия схемы.

В момент времени t2 напряжение на конденсаторе Сt достигает поро гового уровня U пор, что приводит к опрокидыванию триггера в нулевое состояние, т.к. на входе S триггера действует напряжение логической 1, а на входе R - логического нуля. Таким образом, на выходе Q триггера формируется импульс длительностью tu.

Длительность формируемого импульса определяется по формуле U1 U t u Rt C t ln, (5.9.) U пор U где Rt R Rвых ;

Rвых. - выходное сопротивление ИЛЭ в открытом состоянии ;

U1 - уровень логической единицы;

U0 - уровень логического нуля;

U пор. - пороговый уровень логической единицы.

После окончания состояния квазиравновесия (t2) наступает этап вос становления исходного, устойчивого состояния [t2 – t3], в течение которого происходит заряд конденсатора Сt до напряжения U1 через резистор Rt и выходное сопротивление R1вых. закрытого ИЛЭ DD3.

Время восстановления рассчитывается по формуле t вос 3(Rt R'вых ) C t (5.10.) Используя вместо постоянного резистора R потенциометр, можно осуществлять регулировку длительности импульса.

Мультивибратор в ждущем режиме на трех ИЛЭ И-НЕ Схема мультивибратора на трех ИЛЭ И-НЕ и временные диаграммы приведены на рис.5.4 а, б. Конденсатор Сt, включенный в одну из цепей положительной обратной связи, и резистор Rt являются времязадающими элементами. Вторая связь между ИЛЭ DD1 и DD2 непосредственная. Диод VD предназначен для подавления значительных отрицательных перепадов напряжений, возникающих на входе ИЛЭ DD2 при разряде конденсатора Сt, что может привести к выходу ИМС из строя. Кроме того, при включе нии диода уменьшается tвос. схемы.

В исходном состоянии ИЛЭ DD1 открыт, а DD2 – закрыт. На выходе ИЛЭ DD1 действует нулевое напряжение, на входе DD2 также нулевое на пряжение, конденсатор Сt разряжен, на выходе DD2 – напряжение логиче ской единицы.

В момент t1 на входе Х1 элемента DD1 напряжение Uзап. Кратковре менно изменяется до уровня логического нуля, что приводит к закрытию ИЛЭ DD1. Положительный перепад напряжения U вых с выхода DD1 через конденсатор Сt передается на входы Х3, Х4 ИЛЭ DD2 и переводит его в от крытое состояние.

Низкий уровень напряжения Uвых2 (логический 0) подается на вход Х и удерживается ИЛЭ DD1 в закрытом состоянии после того, как напряже ние Uзап. изменяется от нулевого к единичному уровню (t2).

Длительность состояния квазиравновесия определяется временем за ряда конденсатора Сt.. Конденсатор заряжается по цепи: +Uи.п., R1вых1, Сt, Rt,, Uи.п. Здесь Rвых1 – выходное сопротивление закрытого ИЛЭ DD (порядка 100 Ом). Под действием зарядного тока на резисторе, Rt создает ся уменьшающееся во времени напряжение Uвх2, которое удерживает ИЛЭ DD2 в открытом состоянии.

Рис.5. В момент t3 напряжение Uвх2 достигает порогового уровня U0пор. Ин вертор DD2 начинает закрываться, входя в усилительный режим работы.

Благодаря непосредственной связи со входами Х2 элемента DD1, этот элемент тоже переходит в усилительный режим. С переходом инверторов DD1 и DD2 в усилительный режим работы замыкаются цепи положитель ной обратной связи и в мультивибраторе развивается регенеративный процесс опрокидывания в исходное состояние.

- Время восстановления мультивибратора определяется временем раз ряда конденсатора Сt по цепи: верхняя обкладка конденсатора, R0вых1,, диод VD, нижняя обкладка конденсатора Сt.. Здесь R0вых1 – выходное со противление открытого элемента DD1.

t вос. 3С t Rвых 1 rVD, (5.11) где rVD – сопротивление открытого диода VD.

Длительность импульса, формируемого мультивибратором, определяет ся длительностью состояния квазиравновесия, т.е. временем, в течение ко торого напряжение на входе ИЛЭ DD2 изменяется от величины U вых до U1пор., и может быть определена по формуле:

U вых t и С t Rt Rвых ln (5.12) U пор.

Мультивибратор в автоколебательном режиме на двух ИЛЭ И-НЕ.

Принципиальная схема и временные диаграммы мультивибратора в автоколебательном режиме на логических элементах И-НЕ приведены на рис.5.5., а, б.

а б Рис. 5.5.

В этой схеме, в отличее от рассмотренной выше, две времязадающих цепи C1R1 и C2R2.

Принцип работы мультивибратора заключается в следующем. Пусть на отрезке времени [0, t1] (рис. 5.5., б) элемент DD1 заперт и на его выходе действует уровень U вых. При этом конденсатор С1 заряжается по цепи:

1 + U вых, С1, R1,, - U вых. Постоянная времени заряда зар 1 C 1 R1. За счет тока заряда С1 на резисторе R1 создается падение напряжения U вх 2, которое во времени уменьшается по экспоненциальному закону. Этим на пряжением элемент DD2 удерживается в открытом состоянии. Конденсатор С2 на рассматриваемом промежутке времени [0, t1] разряжается по цепи:

нижняя обкладка конденсатора С2, Rвых 2 DD2,, VD2, верхняя обкладка конденсатора С2. При этом напряжение на входе элемента DD1 стремится к U вх 1. В момент t1 напряжение на входе элемента DD2 становится равным U пор и элемент DD2 закрывается. Положительный перепад напряжения на выходе DD2 через конденсатор C2 подается на вход элемента DD1 и от крывает его. При этом в течение промежутка времени [t1, t2] аналогично заряжается С2, поддерживая открытое состояние элемента DD1 и разряжа ется C1, поддерживая закрытое состояние DD2. В момент t3 напряжение на входе элемента DD1 достигает порогового уровня U пор и элемент DD закрывается, вызывая открытие DD2.

В дальнейшем процессы повторяются, что позволяет сделать вывод о наличии автоколебательного процесса в схеме.

Период следования импульсов можно определить по фор муле:

C 1 R1 C 2 R2 ln U вых T (5.11.) U пор В схеме рис.5.5. возможен жесткий режим возбуждения, при кото ром возникает устойчивое состояние U вых 1 U вых 2, т.е. при включении источника питания автоколебания могут не возникнуть.

Для исключения жесткого режима возбуждения применяется схема, изображенная на рис.5.6. Принцип ее работы заключается в следующем.

Рис.5.6.

Если при включении питания мультивибратор работает нормально, то на выходах Uвых1 и U вых 2 имеют место различные логические уровни 0 и 1. На выходе ИЛЭ DD3 будем иметь логическую единицу, а на выходе DD4 - логический ноль. При этом резистор R2 через малое выходное сопро тивление открытого элемента DD4 соединяется с корпусом и схема не от личается от схемы, представленной на рис.5.5. Если же элементы DD1 и DD2 одновременно открыты или закрыты, то на вход элемента DD2 будет подаваться с выхода DD3 соответственно, логический ноль или логическая единица. Поэтому элемент DD2 будет переключаться или в единичное или в нулевое состояние, что обеспечит мягкое возбуждение мультивибратора.

5.1.4.Интегральные микросхемы мультивибраторов Мультивибраторы в интегральном исполнении представлены в ряде серий ИМС, таких, как: 133, 155, 533, 555, 1533, 564, 1564, КР1561. В ос новном это мультивибраторы в ждущем режиме (одновибраторы), условно обозначаемые АГ. В настоящее время промышленностью выпускаются ИМС ждущих мультивибраторов АГ1, АГЗ, и АГ4.

Микросхема К155 АГ1 представляет собой ждущий мультивибратор с логическим элементом на входе. УГО ИМС мультивибратора со схемой подключения времязадающей цепи RtCt приведены на рис.5.7, б.

а б Рис.5.7.

На рис. 5.7.,а приведена функциональная схема ИМС К155АГ1.

Мультивибратор содержит внутреннюю ячейку памяти - D-триггер с вы ходами Q и Q, имеющими наружные выводы, т.е. ИМС имеет парафазный выход. Схема имеет три входа управления. Вход В (активный перепад по ложительный) дает прямой запуск триггера, а входы A1 и A2 - инверсные (активный перепад–отрицательный). Формирование импульса на выходе схемы возможно только при одновременной подаче “0” (перепад ) на один из входов A1 или A2 и сигнала логической “1” (перепад ) на входе В.

Сигнал сброса, т.е. окончания импульса, подаваемый на вход D- триг гер, формируется внешней RС цепью и появляется в момент заряда кон денсатора Сt подключённого к выводам 10 и 11 микросхемы. Резистор времязадающей цепи Rt подключается между выводом 14 (Uи.п.=5 В) и вы водом 11. При заряде конденсатора Сt до некоторого напряжения U на входе R, триггер опрокидывается в нулевое состояние. При этом транзи стор VT открывается и переход коллектор-эмиттер шунтирует конденса тор, что приводит к его разряду и возвращению схемы в исходное состоя ние.

ИМС К155АГ1 имеет внутренний интегральный резистор Rвн= кОм. Если Ct = 0, а Rt =,.е. элементы времязадающей цепи отсутст вую, то длительность выходного импульса будет не более 30 нс. Дли тельность выходного импульса при подключенных элементах Сt и Rt можно подсчитать по формуле t и 0,7 C t Rt.

Если требуемый номинал резистора Rt Rвн 2 к Ом, то внешний резистор Rt не включается и используется внутренний резистор. При этом вывод 9 соединяется с 14, а между выводами 10 и 11 подключается кон денсатор Сt.

В таблице 5.1. приведены возможные комбинации сигналов на вхо дах A1, А2 и В и соответствующие им сигналы на выходах Q и Q.

Таблица 5.1.

Входы Выходы Входы Выходы В Q В Q Q Q А1 А2 А1 А Ф Ф 1 0 1 1 Ф 0 1 0 1 Ф Ф 0 0 1 0 Ф 1 1 Ф 0 1 Ф 1 Первые четыре строки таблицы показывают зависимость статиче ских выходных уровней Q и Q от логических сигнеалов на входах A1, А и В (установка триггера в исходное состояние Q = 0, Q 1 ). нижней части таблицы приведены пять условий генерации одного выходного им пульса. Формирование импульса происходит при положительном перепаде на входе В или при отрицательном, поданном на входы A1, А2. Вход В можно использовать как разрешающий, подавая на него уровень логиче ской единицы.

Мультивибратор АГ1 нельзя перезапускать до окончания формируе мого импульса, т.к. запущенный мультивибратор не чувствителен ко вход ным сигналам A1, А2 и В. Входная схема с триггером Шмитта обеспечи вает надежный запуск по входу В при медленно нарастающем напряжении запуска.

Длительность формируемых импульсов может сменяться от 30 нс до 0, с. При этом резистор Rt выбирается в пределах от 2 до 40 кОм, а конденса тор Сt - от 10 пф до 10 мкФ.

5.2. Генераторы пилообразного напряжения 5.2.1. Общие сведения о генераторах пилообразного напряжения Пилообразным напряжением называют такое периодическое напря жение (рис. 5.8), которое в течение определенной части периода Т раб из меняется по линейному закону, а затем в течение промежутка времени Т обр Т Т раб возвращается к исходному уровню.

Рис. 5. Пилообразное напряжение характеризуется следующими параметра ми:

U н, U к - начальный и конечный уровни напряжения;

U m U к U н - амплитуда напряжений;

Т раб - длительность рабочего хода;

Т обр - длительность обратного хода;

dU dU U н/ U к/ dt dt н к. (5.12) U н/ dU dt н - коэффициент нелинейности рабочего хода пилообразного напряжения.

В выражении 5. dU dU U н/ и U к/ dt н dt к производные в начале и конце рабочего хода.

Формирование пилообразного напряжения осуществляется генера торами пилообразного напряжения (ГПН). Существуют два типа ГПН:

управляемые, в которых длительность рабочего хода определяется дли тельностью входного управляющего импульса, и неуправляемые (фантас троны), в которых длительность рабочего хода определяется параметрами схемы. Последние могут работать как в ждущем, так и в автоколебатель ном режимах. При этом в ждущем режиме период Т определяется перио дом коротких запускающих импульсов, а в автоколебательном режиме параметрами схемы.

Генераторы пилообразного напряжения нашли широкое применение в радиоэлектронной аппаратуре различного назначения. Например, в ос циллографах и телевизионных приемниках – для формирования пилооб разного напряжения и тока развертки луча электронно-лучевой трубки;

преобразователях напряжения во временной интервал, устройствах полу чения регулируемой временной задержки и др.

Для получения пилообразного напряжения обычно используется за ряд или разряд конденсатора от источника постоянного напряжения через ключевой каскад (рис. 5.9,а).

Рис. 5. Пусть в момент времени t=0 ключ k находится в положении 1 и кон денсатор С заряжается от источника напряжения питания U и.п.. При этом напряжение на конденсаторе изменяется по закону t U C U и.п. 1 е зар, (5.13) где зар Rзар С - постоянная времени заряда конденсатора.

При переключении ключа в момент времени t 1 в положение 2 кон денсатор С будет разряжаться по закону t t 1 разр UC U me, (5.14) где разр R разр С - постоянная времени разряда конденсатора.

U m - напряжение на конденсаторе в момент времени t1.

Так как R разр Rзар, то разряд конденсатора осуществляется значи тельно быстрее, чем заряд. Поэтому Т раб Т обр.

При заряде конденсатора ток заряда изменяется от величины dU C dU C dU C dU C i сн С до величины i ск С. Определяя и dt н dt к dt н dt к через i сн и i ск, можно записать выражение для коэффициента нелинейно сти в виде i i сн ск. (5.15) iсн Если полагать, что внутреннее сопротивление источника напряжения питания равно нулю Ri 0 и начальное напряжение на конденсаторе так U же равно нулю U сн 0, то i сн и.п.. Конечный же ток заряда Rзар U и.п. U m i ск.

Rзар Подставляя выражения для i сн и i ск в (5.15), получим U m. (5.16) U и.п.

Обозначив через коэффициент использования напряжения источни ка питания величину U K и.п. m, (5.17) U и.п.

получим, что K и.п..

Таким образом, при формировании пилообразного напряжения мето дом заряда конденсатора от источника постоянного напряжения коэффи циент нелинейности определяется коэффициентом использования напря жения источника питания K и.п..

5.2.2. Простейшая схема управляемого ГПН Простейшая схема управляемого генератора пилообразного напря жения, работа которой основана на заряде конденсатора С через резистор Rк, когда транзисторный ключ закрыт, и разряде конденсатора С через участок эмиттер-коллектор открытого транзистора, приведена на рис.

5.10,а.

Исходное состояние. В исходном состоянии транзистор VT открыт и насыщен, т.к. выполняется условие R p BRк. Поэтому напряжение на коллекторе транзистора, а следовательно, на конденсаторе С и выходе рав но U кн или приближенно нулю ( U C U вых U кн 0 ).

Формирование рабочего хода Т раб. В момент t 1 на вход схемы пода ется управляющий прямоугольный положительный импульс длительно стью t и T раб. Под действием этого импульса транзистор запирается и конденсатор С заряжается по цепи: U и.п., резистор Rк, конденсатор С,, - U и.п.. Постоянная времени цепи заряда зар Rк С. К моменту времени t напряжение на конденсаторе С достигает величины U m (рис. 5.10,б).

Рис. 5. Коэффициент нелинейности пилообразного напряжения определяет ся коэффициентом использования напряжения источника питания U m К и.п..

U и.п.

Для получения малых значений коэффициента необходимо напря жение источника питания U и.п. выбирать значительно больше заданной амплитуды U m пилообразного напряжения. При этом величина U и.п. мо жет превышать допустимое напряжение на коллекторе транзистора U кэ доп.

Для исключения возможности пробоя транзистора при случайном увели чении длительности импульса по сравнению с расчетной или обрыва в це пи конденсатора С, к коллектору транзистора подключена цепь VD U 0, фиксирующая напряжение на коллекторе на уровне U 0 U кэ доп. Так, при U к U 0 диод VD открывается и напряжение на коллекторе фиксируется на уровне U к U 0.

Формирование обратного хода Т обр. В момент времени t 2 входной импульс заканчивается и транзистор открывается, переходя в активный режим. Конденсатор С разряжается через малое сопротивление rкэ участка коллектор – эмиттер транзистора. Постоянная времени цепи разряда разр rкэC.

Во время обратного хода транзистор VT переходит в режим насыще ния лишь в конце разряда конденсатора, когда напряжение на конденсато ре станет достаточно малым.

U C U к нас Однако процесс разряда проходит достаточно быстро, т.к.

rкэ Rк.

Простейшая схема ГПН используется в тех случаях, когда допустима большая нелинейность пилообразного напряжения, либо когда можно по лучить малую амплитуду пилообразного напряжения с помощью значи тельного по величине напряжения источника питания.

5.2.3. Способы построения ГПН с повышенной линейностью В простейшем ГПН (рис. 5.10) ток через конденсатор С спадает по мере его заряда U Uc i c i R и.п., Rк к так как напряжение на конденсаторе U c растет. Причем изменение тока i c, а соответственно и тем больше, чем больше амплитуда напряжения на конденсаторе.

Для получения пилообразного напряжения с малым коэффициентом нелинейности при большом коэффициенте использования напряжения источника питания К и.п. необходимо поддерживать ток заряда конденса тора неизменным. К стабилизации зарядного (разрядного или перезарядно го) тока во время прямого хода и сводятся все способы линеаризации пи лообразного напряжения.

Практически постоянный ток заряда конденсатора позволяют полу чить схемы ГПН с использованием токостабилизирующих двухполюсни ков и компенсирующих источников напряжения.

Применение токостабилизирующих двухполюсников Ток заряда (разряда) конденсатора можно поддерживать практически постоянным, если вместо резистора R включить нелинейный элемент – то костабилизирующий двухполюсник (ТСД), показанный на рис. 5.11,а.

Рис. 5. Ток через такой двухполюсник i g на рабочем участке характеристи ки практически не зависит от приложенного напряжения U g. Такими токо стабилизирующими элементами являются транзисторы, электронные лам пы, вольт-амперные характеристики которых имеют пологий участок. Ста билизирующее действие особенно ощутимо при использовании транзи стора, включенного по схеме с ОБ, выходные характеристики которого приведены на рис. 5.11,б.

Уравнение вольт-амперной характеристики ТСД (рис. 5.11,б) на ра бочем участке АВ может быть представлено в виде Ug i g iк I g ;

(5.18) rg где I g - условный ток, полученный при пересечении спрямленной ап проксимированной характеристики I к f U кб I const э с осью тока:

dU g U кб rg - дифференциальное выходное i к di g сопротивление ТСД;

Величина rg характеризует угол наклона характеристики двухпо люсника. Для идеального ТСД rg (ток i g не зависит от напряжения U g ). Для реальных ТСД на транзисторах rg составляет сотни кОм.

Принципиальная схема ГПН с токостабилизирующим биполярным транзистором и эпюры напряжений, поясняющие работу, приведены на рис. 5.12.

Рис. 5. Роль токостабилизирующего двухполюсника выполняет транзистор VT2, а на транзисторе VT1 собран управляющий ключ. В данной схеме ТСД включен в цепь разряда конденсатора. В этом случае можно соеди нить с корпусом источник напряжения U см, предназначенный для обеспе чения режима работы стабилизатора тока (выбора исходного значения эм митерного тока I э 0 ). При включении ТСД в цепь заряда С вместо резисто ра Rк источник напряжения смещения необходимо изолировать от корпу са.

Исходное состояние. В исходном состоянии транзистор VT1 открыт и насыщен, а транзистор VT2 работает в активном режиме. Режим насы щения VT1 обеспечивается выполнением соотношения Rб BRк, а откры тое состояние VT2 – включением в цепь эмиттера VT2 источника напряже ния U см.

Пренебрегая базовыми токами, можно считать, что i к1 i э1, а i к2 i э2. Ток коллектора транзистора VT1 протекает по следующей цепи:

U и.п., Rк, к-э VT1, к-э VT2, Rэ, U см,, U и.п.. Его величина задается выбором режима VT2:

U см U бэ2 U 2 см ;

i э2 2 (5.19) Rэ Rэ т.к. U бэ2 U см. Напряжение на конденсаторе С в исходном состоянии U см U c0 U и.п. i к1 Rк U и.п.

Rк. (5.20) Rэ Сопротивление резистора Rк выбирают из условия Rк Rэ, поэто му в исходном состоянии конденсатор С заряжен до напряжения U c0 U и.п..

Формирование Т раб. В момент времени t 1 на вход подается отрицательный импульс, длительность которого равняется Т раб.

Транзистор VT1 запирается, и конденсатор С начинает разряжаться через ТСД на транзисторе VT2. По мере разряда конденсатора положительное напряжение коллектор-база VT2 уменьшается, рабочая точка смещается влево по характеристике i к f U кб I const, э а ток разряда i раз i к2 i э2 остается практически постоянным. Поэтому напряжение на выходе изменяется по закону, близкому к линейному.

Получим выражение для коэффициента нелинейности в этой схеме ГПН. Напряжение на конденсаторе С во время рабочего хода определяется выражением:

t rg C U C t U C0 e.

Для определения найдем dU С dU С и.

dt dt к н U C0 U C dU С dU С t rg C, e dt dt rg C rg C t н U C dU С dU С Т раб rg C.

e dt dt rg C t Т раб к U C0 U C dU С dU С Т раб rg C e rg C rg C dt dt Т раб rg C н к 1 e Тогда.

U C dU С dt rg C н (5.21) Разложив экспоненту в степенной ряд и ограничившись первыми двумя членами, т.к. rg C T раб, получим T раб 1 T раб T раб T rg C... 1 раб.

е rg C 2! rg C rg C (5.22) Подставив (5.11) в (5.10), получим:

T раб. (5.23) rg C В этом выражении под rg понимается выходное сопротивление транзистора VT2, включенного по схеме с общей базой rg rвых б.

h22 б Поэтому выражение (5.13) можно представить в виде:

T раб h.

C 22 б (5.24) Учитывая, что для биполярных транзисторов h22 б 10 5 10 6, Ом коэффициент нелинейности весьма мал и зависит от соотношения Т раб С.

Поскольку во время прямого хода конденсатор разряжается практи чески постоянным током U i раз iк iэ см, Rэ 2 амплитуда пилообразного напряжения на выходе ГПН QC i раз Т раб U см Т раб Um, (5.25) C С Rэ С где QC - изменение заряда на конденсаторе во время Т раб.

Формирование Т обр. После окончания входного управляющего им пульса (момент t 2 ) транзистор VT1 открывается и входит в режим насы щения. Конденсатор С заряжается до исходного уровня U C по цепи: U и.п., Rк, к-э VT1, С,, U и.п.. При этом время восстановления исходно го состояния определяется выражением:

t вос Т обр 3С Rк (5.26) Особенностью ГПН со стабилизатором тока в цепи разряда является необходимость большой амплитуды запускающего положительного им пульса, так как амплитуда входного напряжения U m вх должна быть боль ше амплитуды пилообразного напряжения U m.

ГПН с токостабилизирующим двухполюсником позволяет получить порядка единиц процентов, а К u 60 90 %.

Компенсационный способ Ток заряда конденсатора С будет не изменным, если в цепи заряда (рис. 5.13) включить источник компенсирующего на пряжения U комп, напряжение которого равно напряжению на конденсаторе С в любой момент времени. Напряжение Рис. 5.13 источника U комп включено в цепь заряда конденсатора навстречу напряжению U C, поэтому ток заряда E U C U комп i зар. (5.27) R При U комп U C, E i зар const.

R Как следует из рис. 5.13, напряжение U комп действует согласно с на пряжением Е и встречно с напряжением U C. В соответствии с этим в ос нову принципиальных схем ГПН компенсационного типа положено либо согласованное включение Е и U комп (оно достигается наличием в схеме положительной обратной связи), либо встречное включение U комп и U C (за счет наличия в схеме отрицательной обратной связи).

Можно считать, что в схеме ГПН компенсационного типа с положи тельной обратной связью действует эквивалентный источник Е экв Е U комп, напряжение которого увеличивается при заряде конден сатора аналогично U C, благодаря чему ток в цепи остается неизменным (рис. 5.14,а).

Функциональная схема такого ГПН, в котором U комп реализуется с помощью усилителя с Кu=1 (эмиттерный повторитель), приведена на рис.

5.14,б.

Рис. 5. Недостатком этой схемы является невозможность соединения с кор пусом источника питания Е.

В ГПН компенсационного типа с отрицательной обратной связью можно считать, что источник Е обеспечивает неизменный ток в цепи, со держащей только резистор R, т.к. U C U комп 0 (рис. 5.15,а).

Рис. 5. Функциональная схема ГПН компенсационного типа с ОСС приве дена на рис. 5.15,б. В этой схеме для получения U комп применяется инвер тирующий усилитель с большим коэффициентом усиления ( К ус ).

U c U комп U вых При входное напряжение усилителя U вх U вых U C. Если К ус, то напряжение на входе усилителя U вх E стремится к нулю, а зарядный ток i зар постоянен. В реальных схемах R К ус и поэтому U вх 0. Поэтому для стабилизации тока i c необходи мо свести к минимуму изменения напряжения на входе ( U вх ) за время Т раб. Это и достигается компенсирующим действием ООС. При этом U вых U вх.


К ус достаточно велик, то при заданном U выхm U m изменения Если К ус U вх будут незначительными, что приводит к практически постоянному току заряда (перезаряда) конденсатора С. Так, при K ус 10 4 10 5 коэф фициент нелинейности достигает величины =10 -3.

5.2.4. Генератор пилообразного напряжения компенсационного типа с положительной обратной связью В практических схемах ГПН с положительной обратной связью (ПОС) для получения компенсирующего напряжения применяют эмиттер ный повторитель, имеющий коэффициент передачи по напряжению, близ кий к единице. Использование выхода эмиттерного повторителя в качестве выхода ГПН обеспечивает, кроме того, высокую нагрузочную особенность ГПН с ПОС.

Принципиальная схема ГПН с ПОС приведена на рис. 5.16,а.

Рис.5. На транзисторе VT1 собран простейший ГПН, а на транзисторе VT2 эмиттерный повторитель. Конденсатор С0 большой емкости ( С 0 C ) выполняет роль источника питания в зарядной цепи. Диод VD отключает источник питания U и.п. на время формирования рабочего хода Т раб. Работа генератора иллюстрируется временными диаграммами напряжений, при веденными на рис. 5.16,б.

Исходное состояние. В исходном состоянии транзистор VT1 открыт и насыщен. Для этого должно выполняться условие Rб B1 Rк. Конден сатор С в исходном состоянии практически разряжен: U C U кн 0. Транзистор VT2 на пороге открывания, так как U б U кн 0. При 2 этом U вых 0. Конденсатор С 0 заряжен до напряжения U С 0 U и.п..

Формирование Т раб. В момент времени t 1 на вход подается отрица тельный импульс, который запирает транзистор VT1. Конденсатор С начи нает заряжаться по цепи: U и.п., VD, Rк, С, корпус, U и.п.. Положитель ное напряжение на конденсаторе С увеличивается. Транзистор VT2 пере ходит в активный режим и положительное напряжение на выходе эмиттер ного повторителя U вых, повторяя напряжение на заряжающемся конденса торе С, также увеличивается. Одновременно увеличивается положитель ный потенциал точки А, так как U А U C0 U вых. Как только потенциал U А превысит напряжение источника питания U и.п., а происходит это в са мом начале рабочего хода (момент t 1 ), диод VD закрывается. Роль источ ника зарядного тока с этого момента выполняет конденсатор C 0. Ток заря да конденсатора С в течение рабочего хода остается практически постоян ным за счет действия компенсационной ПОС:

U C0 U вых U C U Rк U C0 U и.п.

ic. (5.28) Rк Rк Rк Rк Другими словами, во время заряда конденсатора С положительное напря жение U c увеличивается и практически, так как коэффициент передачи напряжения эмиттерного повторителя K эп 1, на такую же величину уве личивается отрицательный потенциал в точке А. Поэтому напряжение на резисторе Rк и ток заряда i c i Rк остаются практически постоянными.

Таким образом, напряжение на конденсаторе С и на выходе эмиттер ного повторителя изменяется практически по линейному закону.

Формирование Т обр. С момента времени t 2 начинаются формирова ние обратного хода. После окончания запускающего импульса происходит отпирание транзистора VT1. Зарядившийся до напряжения U m конденса тор С начинает разряжаться током открытого транзистора VT1. Транзистор VT1 в течение в течение промежутка времени t 2, t 3 работает в активном режиме, так как напряжение U кэ U C U кн1. По мере разряда конденса тора С уменьшается положительный потенциал точки А. Диод VD остается запертым до тех пор, пока потенциал U А не достигнет значения U и.п. (мо мент t ). Очевидно, что пока диод VD закрыт роль источника питания для транзистора VT1 выполняет конденсатор C 0, то есть во время разряда кон денсатора С конденсатор C 0 продолжает разряжаться. В момент времени t 2 открывается диод VD. С этого момента и до момента времени t 3 про исходит дозаряд конденсатора C 0, частично разрядившегося за время ра бочего хода и разряда конденсатора С на величину C U C0 U m.

C Ток заряда i зар конденсатора С 0 протекает по цепи: U и.п., VD, С 0, Rэ, корпус, U и.п.. Во время дозаряда С 0 транзистор VT2 запирается за счет падения напряжения на резистор Rэ, возникающего из-за протекания через этот резистор тока i зар. Таким образом, длительность обратного хода складывается из времени разряда конденсатора С ( t раз ) и времени дозаря да С 0 ( t вос ) Т обр t раз t вос t вос. (5.29) Реально длительность обратного хода Т обр определяется временем t вос, так как практически всегда выполняется условие t вос t раз.

Такая схема ГПН с ПОС позволяет получить пилообразное напряже ние с коэффициентом нелинейности порядка 3 5% при коэффициенте использования источника питания К u.п порядка 60 80%. Одним из суще ственных недостатков является сравнительно большое время восстановле ния t вос. Для его уменьшения принимаются специальные меры, в частно сти, применение в качестве транзистора VT2 составного транзистора, а также введение в цепь эмиттера VT2 источника смещения.

5.2.5. Генератор пилообразного напряжения компенсационного типа с отрицательной обратной связью Схема ГПН с отрицательной обратной связью (ООС) и временные диаграммы напряжений приведены на рис. 5.17. На транзисторе VT1 соб ран ключевой каскад, а на транзисторе VT2-инвертирующий усилитель, между коллектором и базой которого включен конденсатор С.

Исходное состояние. В исходном состоянии транзистор VT1 открыт и насыщен ( R р В1 Rк 1 ). При этом напряжение на базе транзистора VT U б 2 U к 1 U см U кн 1 U cм и транзистор VT2 закрыт. Напряжение источника U см обычно порядка одного вольта. Напряжение на выходе точника U см обычно порядка одного вольта. Напряжение на выходе U 2 U и.п. I к 0 Rк 2 U и.п.. Конденсатор С заряжен до напряжения U с U и.п. U см.

Рис. 5. Формирование Т раб. В момент времени t 1 на вход подается отрица тельный импульс и транзистор VT1 запирается. Напряжение на базе тран зистора VT2 скачком увеличивается на величину e1 и становится положи тельным. Транзистор VT2 открывается и переходит в активный режим. Так как напряжение на конденсаторе С мгновенно измениться не может, то скачок напряжения e1 передается на коллектор VT2 и напряжение на кол лекторе увеличивается также на величину e1. После отпирания VT2 начи нается перезаряд конденсатора С по цепи: U и.п., Rк 1, С, э-к VT2, кор пус, U и.п.. По мере перезаряда конденсатора С ток i с будет уменьшаться, что приведет к увеличению положительного напряжения на базе транзи стора VT2 U б 2 U и.п. I c Rk 1. Увеличение U б 2 приведет к увеличению тока коллектора VT2 и, следовательно, к уменьшению положительного по тенциала коллектора. Таким образом, напряжение на конденсаторе С и вы ходное напряжение U вых отличаются на величину U б 2. За время рабочего хода Т раб напряжение на безе изменяется на величину Um U б 2, (5.30) Ku где U m - амплитуда пилообразного напряжения;

К u - коэффициент усиления усилителя на транзисторе VT2.

Чем больше коэффициент усиления, тем меньше U б 2. Ток перезаряда конденсатора С определяется соотношением U Rк 1 U и.п. U б iс. (5.31) Rк 1 Rк Таким образом, для стабилизации тока заряда iC конденсатор необ ходимо уменьшать U б 2, т.е. увеличить коэффициент усиления усилите ля. Поскольку ток перезаряда конденсатора изменяется незначительно, на пряжение на конденсаторе U c во время рабочего хода изменяется практи чески по линейному закону. Напряжение U вых, отличающееся от U с на малую величину U б 2, также изменяется по линейному закону.

Формирование Т обр. После окончания входного импульса в момент времени t 2 начинается формирование обратного хода. Транзистор VT1 от крывается и входит в режим насыщения. Напряжение U к 1 U б 2 скачком уменьшается на величину e 2 до значения U см, и транзистор VT2 закры вается. Напряжение на коллекторе VT2 также скачком уменьшается на ве личину e 2, равную величине скачка на базе VT2. После этого конденсатор С заряжается до исходного уровня по цепи: U и.п., Rк 2, э-к VT1, U см, корпус, U и.п..

Рассмотренный ГПН с ООС позволяет получить коэффициент нели нейности ( 2 4 )% при коэффициенте использования источника пита ния К и.п. порядка 70 90%.

Наличие начального скачка ( е1 ) выходного напряжения часто неже лательно. Для его устранения достаточно последовательно с конденсато ром С включить резистор r. В момент подачи входного импульса на рези сторе r появится падение напряжения U r i c r от тока перезаряда кон денсатора, причем, полярность напряжения U r противоположна скачку напряжения е1. Очевидно, что при выполнении равенства U r i c r e скачка напряжения на коллекторе VT2 не будет. Реально сопротивление r составляет сотни ом и на работу ГПН не влияет.

ГЛАВА 6. ЦИФРО-АНАЛОГОВЫЕ И АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ ПРЕ ОБРАЗОВАТЕЛИ 6.1. Общие сведения о преобразователях аналоговых сигналов в циф ровые и цифровых в аналоговые В настоящее время все более широкое применение находят методы передачи и обработки информации в цифровой форме. Однако в большин стве случаев физические процессы, информация о которых передается, имеют аналоговый характер и описываются непрерывными функциями. В качестве примера можно привести телефонный сигнал, который является непрерывной функцией времени в диапазоне частот 0,3…3,4 кГц.

Для передачи аналоговых сигналов по цифровым каналам их необ ходимо преобразовать в цифровую форму, то есть превратить их в сигналы дискретные по уровню и во времени. Для преобразования аналогового сигнала в цифровой применяют специальные устройства, которые называ ют аналого-цифровыми преобразователями (АЦП).

На вход АЦП поступает аналоговый сигнал, который затем преобра зуется в цифровую форму. На выходе АЦП создается цифровой сигнал, представляющий собой определенные кодовые комбинации, несущие ин формацию о дискретном значении уровня аналогового сигнала в дискрет ные моменты времени. Обратные преобразования цифрового сигнала в аналоговый сигнал осуществляют цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП). ЦАП применяются как самостоятельно, так и в составе АЦП.


В основе аналого-цифрового преобразования лежат три операции:

дискретизация аналоговой функции во времени, квантование значений аналоговой функции по уровню и кодирование.

Под дискретизацией понимается процесс определения значений функции в фиксированные (дискретные) моменты времени, а под кванто ванием – представление определенных в дискретные моменты времени значений функции заданным количеством минимальных дискретных зна чений величины сигнала кU.

Под кодированием понимают представление квантованных значений функции в дискретные моменты времени в каком либо коде.

Минимальное дискретное значение величины сигнала U между со седними уровнями квантования называется шагом квантования. Величина шага квантования определяется точностью аналого-цифрового преобразо вания и числом разрядов двоичного кода.

Пусть, например, максимальное значение входного напряжения U вх.мак 25 В. При шаге квантования U 0,01 B число уровней N при кодировании U вх.мак равно 250. Такое количество возможных кодовых комбинаций можно получить при числе разрядов двоичного кода n log 2 N log 2 250 Временная диаграмма, поясняющая эти процессы, приведена на рис.6.1.

Рис.6. Как видно из рис.6.1, в дискретные моменты времени значения кван тованной функции также дискретны и отличаются от своих истинных зна чений на величину U i, которая называется ошибкой квантования. Каж дый дискретный уровень преобразуемого аналогового сигнала можно за менить цифрой, которую представляют в том или ином коде, как правило, двоичном.

Интервал дискретизации во времени t определяется в соответствии с известной теоремой Котельникова В.А.:

t, (6.1) 2 F мак.

где F мак – максимальная частота в спектре преобразуемого аналогового сигнала.

В частности, для ТЛФ сигнала, у которого F мак 3,4 кГц, при дис кретизации выбирают 2 F мак 6,8 кГц, а именно, 8 кГц. При этом интер вал дискретизации равен t 125 мкС 8 10 Процессы дискретизации и квантования, происходящие в АЦП, при водят к появлению погрешностей преобразования.

Первой причиной погрешностей преобразования является то, что ам плитуды составляющих спектров реальных сигналов стремятся к нулю только при неограниченном увеличении частоты. Применение дискретиза ции с конечным значением частоты спектра (Fмак) сигнала приводит к ис кажениям, так как для некоторой части спектра, хотя и менее существен ной в энергетическом отношении, не выполняется условие теоремы Ко тельникова (6.1). Кроме того, между частотами, кратными частоте дискре тизации g, имеет место перекрытие спектров составляющих дискретизи рованного сигнала, что является одной из основных причин помех дискре тизации.

На рис.6.2 показан спектр исходного S 0 ( ) и преобразованного S ( ) сигнала в области положительных частот. Уменьшить энергию в области перекрытия n можно, повышая частоту дискретизации g или применяя НЧ фильтры с целью подавления высокочастотных составляю щих спектра сигнала до его дискретизации.

Второй причиной погрешностей преобразования является имеющая место на практике неопределенность между амплитудой выборки и момен том времени, к которому это выбранное значение следует отнести. Это происходит потому, что процесс выборки осуществляется в течение неко торого промежутка времени, в котором входной сигнал изменяется. Этот промежуток времени, в течение которого сохраняется неопределенность между величиной выборки и моментом времени, к которому она относит ся, называется апертурным временем.

Рис. 6. Обычно выбранное значение относится к моменту окончания выбор ки, однако и в этом случае остается неопределенность, связанная со време нем выключения аналогового ключа.

В случае, если время преобразования АЦП настолько мало, что входной сигнал в течение этого отрезка времени изменяется незначитель но, процесс выборки может осуществляться без использования специаль ных входных устройств выборки – хранения. В этом случае в АЦП опера ции дискретизации по времени (выборки) и квантования по амплитуде со вмещаются. Для преобразование сигналов, изменяющихся с большой ско ростью, задача выборки решается путем применения специальных уст ройств выборки – хранения. Эти устройства позволяют свести к минимуму ошибки, связанные с апертурным временем.

Кроме ошибок, связанных с процессом дискретизации по времени, имеют место и ошибки квантования. Если выбран шаг квантования U, представляющий собой разность соседних значений входного сигнала, от личающимися на единицу младшего разряда (М3), то определена макси мально допустимая точность преобразования, реализуемая в рассматри ваемом АЦП. Относительная ошибка, связанная с наличием процесса квантования по амплитуде, определяется отношением U U вх. max.

Кроме этой погрешности, которая возникает даже при идеальном выполнении процесса квантования, имеют место ошибки, вызванные по грешностями, вносимыми элементами АЦП: начальным разбросом их па раметров, изменением параметров элементов от температуры и с течением времени, нестабильностью источников питания и т.п.

За последние годы создан ряд ИМС ЦАП и АЦП, отличающихся по функциональному составу и назначению, конструктивным, электрическим и эксплуатационным характеристикам. Они применяются совместно с микропроцессорами и микро ЭВМ в составе устройств сопряжения с объ ектами, а также используются в качестве самостоятельных функциональ ных элементов в узлах и блоках радиоэлектронной аппаратуры.

Важнейшими параметрами АЦП и ЦАП являются:

- Число разрядов n - число разрядов кода, которое может восприни мать ЦАП или вырабатывать АЦП;

- Абсолютная погрешность преобразования в конечной точке шкалы ( пш ) - отклонение значения выходного кода для АЦП или выход ного напряжения (тока) для ЦАП от номинального значения, соот ветствующего конечной точке идеальной характеристики преобра зования (рис. 6.3,а,б). Измеряется пш в единицах младшего разря да (МР).

- Нелинейность АЦП и ЦАП l i - максимальное относительное Ui отклонение реальной характеристики преобразования от идеализи рованной линейной зависимости. Нелинейность измеряется в еди ницах МР, то есть является абсолютной величиной.

- Дифференциальная нелинейность l d характеризует максимальное отклонение разности двух аналоговых сигналов, соответствующих соседним кодам от величины, соответствующей единице МР. Изме ряется l d в единицах МР.

- Время преобразования t пр - интервал времени от момента заданного изменения сигнала на входе АЦП до появления на его выходе соот ветствующего устойчивого кода.

- Время установления выходного напряжения или тока t уст - интервал времени от момента заданного изменения кода на входе ЦАП до момента, при котором выходное аналоговое напряжение или ток окончательно войдут в зону шириной в один шаг квантования или другой оговоренной величины.

- Максимальная частота преобразования f пр - наибольшая частота дискретизации, при которой заданные параметры АЦП соответст вуют установленным нормам.

- Напряжение смещения (сдвига) нуля на входе U вх - приведенное ко входу напряжение, характеризующее отклонение начала характери стики преобразования АЦП от нулевого значения. Напряжение смещения нуля на выходе U вых - постоянное напряжение на выхо де ЦАП при входном коде, соответствующем нулевому номиналь ному значению выходного напряжения (рис.6.3,а,б).

Рис.6. - Уровни выходного (для АЦП) и входного (для ЦАП) напряжений в соответствии с применяемой технологией ТТЛ, ТТЛШ, ЭСЛ, КМОП.

В состав АЦП и ЦАП входят как аналоговые, так и цифровые элемен ты.

Аналоговые элементы являются основной частью АЦП и ЦАП, так как именно они определяют такие характеристики преобразователей, как быстродействие, характеризуемое t пр, t уст, f пр и точность, характери зуемую погрешностью преобразования ( пш, l, ld ). Основные аналого вые элементы ЦАП и АЦП: операционные усилители, компараторы на пряжения, устройства выборки – хранения (УВХ), аналоговые ключи и коммутаторы, резистивные матрицы, источники опорного напряжения.

Цифровая часть АЦП и ЦАП включает регистры, счетчики, тригге ры, логические элементы и т.д.

Аналого-цифровые преобразователи по способу преобразования раз деляют на последовательные, параллельные и последовательно параллельные.

Последовательные АЦП разделяют на АЦП с последовательным единичным приближением, в которых входной аналоговый сигнал уравно вешивается суммой минимальных для данного преобразователя эталонов напряжения и АЦП с последовательным двоичным поразрядным прибли жением, в которых входной аналоговый сигнал уравновешивается набором из n эталонов, выработанных в преобразователе( n - число разрядов АЦП) и взвешенных по двоичному закону. К последовательным АЦП с единич ным приближением (АЦП счета) относятся преобразователи с накоплени ем, без промежуточного преобразования, с промежуточным преобразова нием и интегрирующие.

В АЦП с промежуточным преобразованием чаще всего используют преобразователи во временной интервал или частоту. В первом случае происходит последовательное преобразование входного сигнала во вре менной интервал и затем временного интервала в цифровой код. Во втором случае осуществляют последовательное преобразование входного сигнала в импульсы определенной частоты, которые подсчитывают счетчиком за определенный интервал времени.

Интегрирующие АЦП наиболее часто строят на основе метода двой ного интегрирования. На первом такте интегрируют входной сигнал за фиксированное время, на втором – противоположный ему по знаку опор ный сигнал. Окончание первого такта интегрирования является началом второго. В течение второго такта интегрирования ведут счет импульсов, который прекращают в момент равенства нулю сигнала на выходе инте гратора. Число, зафиксированное счетчиком импульсов, пропорционально входному сигналу.

В параллельных АЦП преобразуемый входной сигнал подают сразу на входы 2n–1 компараторов, n - число разрядов. Для получения цифрово го кода аналогового сигнала осуществляют преобразование сигналов с вы ходов компараторов в двоичный код.

6.2. Цифро-аналоговые преобразователи ЦАП предназначен для преобразования числа, заданного в каком либо коде (чаще всего в двоичном), в пропорциональное ему напряжение или ток.

ЦАП можно разделить на преобразователи с прямым и промежуточным преобразованием. ЦАП с прямым преобразованием делятся, в свою оче редь, на последовательные и параллельные. Большинство микроэлектрон ных ЦАП параллельного типа.

В состав схемы ЦАП обычно входят: источник опорного напряжения (ИОН), регистр хранения, электронные ключи, резистивная матрица (РМ) и операционный усилитель (ОУ). Структурная схема такового ЦАП приве дена на рис.6.4.

Рис. 6. Входная кодовая комбинация аn 1,, a1, a0 записывается в регистр хра нения RG, с которого поступает на входы электронных ключей каждого разряда. Электронные ключи в зависимости от состояния данного разряда ai (0 или 1) подключают или отключают резисторы матрицы РМ.

При этом, если a i 1, то ток данного разряда поступает на суммирующий ОУ. В противном случае ( a i 0 ) весовой ток данного разряда отсутствует.

В зависимости от типа резистивной матрицы различают два типа парал лельных ЦАП: с двоично-взвешенной резистивной матрицей и с резистив ной матрицей R 2 R.

6.2.1. ЦАП с двоично – взвешенной резистивной матрицей На рис.6.5 представлена функциональная схема ЦАП с двоично – взвешенными резистивными цепями, включающая в себя источник опор ного напряжения (ИОН), матрицу двоично – взвешенных резисторов R0, R1,, Rn 1, электронные ключи для каждого разряда, операционный усилитель и регистр хранения для записи входной кодовой комбинации.

Сопротивления резисторов выбирают такими, чтобы при замкнутых клю чах через них протекал ток, соответствующий весу разряда. Благодаря то му, что ОУ с помощью Roc охвачен обратной связью, узел суммирования остается под нулевым потенциалом. При этом исключается взаимное влияние составляющих токов при суммировании. Выходное напряжение представляется в виде R n U вых U оп oc a i 2 i. (6.2) Ro i Рис.6. Для того, чтобы старший разряд двоичного позиционного кода давал на выходе ЦАП напряжение U n 1 U on, выбирают R R0 R Roc n 1 n. (6.3) 2 2 n 1 Такой схеме ЦАП присущи недостатки.

Во-первых, весьма большое различие в сопротивлениях резисторов матри цы R0, R1,, Rn 1. Так, например, при n 12 R0 Rn 1 2 n 1 2048Rn 1.

Такая разница в сопротивлениях определяет большие технологические трудности реализации многоразрядной резистивной матрицы в интеграль ном исполнении.

Во-вторых, к точности изготовления резисторов старших разрядов предъ являются жесткие требования, поскольку разброс токов в них не должен превышать тока младшего разряда. Поэтому допустимое отклонение рези стора от номинала в n - разряде должно быть меньше, чем Rn n. (6.4) Rn Из этого условия следует, что допустимое отклонение сопротивления ре зистора в 4 – разряде не должно превышать 6%, а в 10 – разряде – 0,1%.

В-третьих, сопротивление нагрузки ИОН изменяется в зависимости от подаваемой на преобразователь кодовой комбинации, что накладывает же сткие требования на внутреннее сопротивление ИОН. Оно должно быть как можно меньше, что само по себе является сравнительно сложной тех нической задачей.

В-четвертых, заряд и разряд паразитных емкостей приводит к увеличению времени установления выходного напряжения и, в конечном итоге, к уменьшению быстродействия ЦАП.

Последние два недостатка рассмотренной схемы ЦАП можно устра нить, применяя так называемые двухпозиционные ключи. Такие ключи подключают резисторы матрицы либо к узлу суммирования токов, либо к общей нулевой точке. Потенциал узла суммирования токов практически равен нулю и в этом случае при смене входной кодовой комбинации пере зарядка паразитных емкостей не происходит, что повышает быстродейст вие ЦАП. С другой стороны, при любой входной комбинации все резисто ры матрицы подключены к узлу с потенциалом, равным нулю, то есть входное сопротивление матрицы постоянно и не зависит от входной кодо вой комбинации. В этом случае требования к внутреннему сопротивлению ИОН значительно снижаются. Можно показать, что входное сопротивле ние резистивной матрицы при использовании двухпозиционных ключей равно:

R Rвх n 0. (6.5) 2 На рис.6.6 представлена реализация двоично – взвешенной резистив ной матрицы с МОП – перекидными ключами.

Рис.6. Очевидно, что при любой входной кодовой комбинации один из транзисторов перекидного ключа каждого разряда открыт, а другой – за крыт. В любом случае двоично – взвешенные резисторы оказываются под ключенными либо к нулевой шине, либо к шине суммирования токов, имеющей также потенциал, приближенно равный нулю.

Выше говорилось, что при разработке интегральных ЦАП наиболь шие трудности представляет реализация высокоточных резисторов, сильно различающихся по величине. Поэтому задание весовых коэффициентов часто осуществляют посредством последовательного деления напряжения с помощью резистивной матрицы. Наиболее широкое применение нашли матрицы типа R 2 R. В них используются резисторы только двух номи налов: R и 2 R, что несомненно технологически удобно.

6.2.2. ЦАП с резистивной матрицей R 2 R Основным элементом такой матрицы является делитель напряжения (рис.6.7), который должен удовлетворять следующему условию: если он нагружен на сопротивление R p, то входное сопротивление Rвх также должно принимать значение R p.

U Коэффициент ослабления при этой нагрузке должен иметь U заданное значение. При выполнении этих условий получаем следующие выражения для сопротивления:

1 2 1 Re Rq, R p Rq, (6.6) Рис.6. В случае двоичного кодирования 0,5. Если положить Rq 2 R, то Re R и R p 2 R. (6.7) Таким образом, в матрице, составленной по этому принципу, напря жение при переходе к соседнему узлу уменьшается в 2 раза На рис.6.8 приведена схема ЦАП с матрицей R 2 R и двухпозицион ными ключами на МОП транзисторах. В состав схемы входят: входной ре гистр хранения, прецезионная резистивная матрица R 2 R, электронные ключи на МОП – транзисторах, ИОН и операционный усилитель.

Рис. 6. Усредненные значения основных параметров ИМС ЦАП приведены в таблице 6.1.

Таблица 6. Абсолютная Дифферен- погрешность Разряд- циальная не- преобразова- t уст.

Тип ИМС Уровни кода линейность ния пш в (мкС) ность ld, ед. МР конечной точке, ед. МР К 572ПА 10 (0,1+0,8)% 5,0 КМОП,ТТЛ (А, Б, В, Г) К 1118ПА1 8 0,04 ЭСЛ 1,0 К 1118ПА2 10 0,08 ЭСЛ,ТТЛ 1,0 1, 6.3. Аналого-цифровые преобразователи 6.3.1. АЦП с последовательным единичным приближением Принцип последовательного единичного приближения состоит в сравнении входного напряжения U вх 1 с последовательно нарастающим эталонным напряжением U эт, представляющим собой сумму «квантов»

U, величина которых определяет погрешность преобразования и равня ется приращению напряжения на входе, соответствующему младшему раз ряду (МР) преобразователя.

Функциональная схема АЦП последовательного единичного при ближения приведена на рис.6.9,а. Ступенчатое напряжение U эт t форми руется с помощью ЦАП и двоичного счетчика СТ2, последовательно изме няющего свое состояние, начиная с момента пуска преобразователя t н (об нуления счетчика СТ2). При t t н подается запускающий импульс, все разряды счетчика устанавливаются в нулевое состояние и напряжение на выходе ЦАП U ЦАП 0.

Рис.6. Напряжения U вх 1 и U эт U ЦАП подведены ко входам компаратора таким образом, что при выполнении условия U вх 1 U эт компаратор вы рабатывает выходной сигнал «0». Генератор тактовых импульсов G не прерывно вырабатывает импульсы, которые подводятся к схеме совпаде ния И, однако поступают на счетчик СТ2 только тогда, когда RS - триггер находится в единичном состоянии, т.е. после подачи импульса запуска.

Счетчик СТ2 подсчитывает число поступающих от генератора G импульсов, в результате чего цифровой код счетчика последовательно уве личивается на единицу после поступления очередного импульса. ЦАП преобразует цифровой код счетчика в соответствующее аналоговое напря жение U ЦАП NU, где N - число поступивших от генератора G им пульсов, а U - единичное приращение эталонного напряжения (шаг квантования, «квант»). В момент времени t к выходное (рис.6.9,б) напря жение U ЦАП U вх 1. При этом компаратор перейдет из состояния «0» в со стояние «1», триггер опрокидывается в состояние «0», что приводит к от ключению генератора импульсов G от счетчика СТ2. На выходе счетчика устанавливается двоичный код, представляющий собой цифровой эквива лент аналогового входного сигнала U вх 1, так как в момент срабатывания компаратора t к имеет место соотношение U ЦАП U вх 1. Фактически U ЦАП несколько больше U вх 1, но лишь на величину, не превышающую шага квантования U. Поскольку шаг квантования может быть выбран малым, ошибка преобразования также невелика.

Следует отметить, что ошибка преобразования должна учитывать и реальные характеристики элементов, составляющих АЦП, а именно, точ ность работы компаратора и ЦАП.

После считывания полученного кода для осуществления нового цик ла преобразования необходимо вновь подать импульс запуска, который переводит RS - триггер в состояние «1», обнуляет счетчик СТ2 и осуще ствляет тем самым прохождение импульсов с генератора G на вход счет чика.

Шаг квантования U определяется в данной схеме числом п разрядов счетчика и ЦАП и равен U вх max U вх min U. (6.8) 2n Величина ( U вх max U вх min ) - максимально допустимый диапазон измене ния входных напряжений, определяемый параметрами примененных ком паратора и ЦАП. Ввиду того, что точность компараторов и ЦАП ограниче на, шаг квантования нецелесообразно выбирать очень малым, т.к. он зави сит от погрешностей, вносимых компаратором и ЦАП.



Pages:     | 1 |   ...   | 2 | 3 || 5 | 6 |   ...   | 7 |
 





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.