авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ БИБЛИОТЕКА РОССИИ

КОНФЕРЕНЦИИ, КНИГИ, ПОСОБИЯ, НАУЧНЫЕ ИЗДАНИЯ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ


Pages:     | 1 |   ...   | 3 | 4 || 6 |

«7.2.2014 Антиплагиат ...»

-- [ Страница 5 ] --

Выводы по главе 1. Предлож ен алгоритм поэ тапной оптимизац ии э лектропривода с СРМНВ. На первом э тапе определялось рац иональное соотношение меж ду затратами на медь обмотки статора и ж елезо магнитопровода. Показано наличие оптимума в величине их отношения, которое зависит от значений весовых коэ ффиц иентов.

На втором э тапе в рамках принятых относительных затрат на медь обмотки и ж елезо магнитопровода определялись наилучшие размеры э лементов конструкц ии двигателя (диаметр, отношение диаметров сечения магнитопроводов статора и ротора, число пар полюсов).

На последнем э тапе оптимизировались структура и параметры силовых ц епей по критерию минимума суммарныхзатрат.

2. Показано, что общ епринятые методы выбора соотношения активных материалов в э лектроприводе требуют уточнения в тех случаях, когда э лектропривод работает на пределе своих возмож ностей, например, при больших перегрузках по моменту.

В основу выбора рац ионального соотношения меж ду активными материалами предлагается идея векторного регулирования момента, которая э ффективно себя зарекомендовала при построении современных высококачественных систем управления э лектроприводов. В работе предлож ено и показано, что э ту идею мож но весьма э ффективно использовать не только при синтезе системы управления, но и при выборе активных материалов с позиц ий обеспечения предельных характеристик э лектропривода. В качестве критерия оптимизац ии взято отношение массы активных материалов к величине э лектромагнитного момента. Параметрами оптимизац ии приняты величины МДС возбуж дения, якоря и намагничивания, скорректированные весовыми коэ ффиц иентами (удельными затратами на медь, сталь магнитопровода, а такж е на силовые э лементы полупроводникового преобразователя).

В отличие от основной массы нерегулируемых э лектроприводов переменного тока с непосредственным подключением к промышленной сети, которых при перегрузках по моменту наблюдается у сниж ение магнитного потока из-за повышенного падения напряж ения на обмотке статора, в э лектроприводах с СРМНВ э того недостатка и связанного с ним неполного использования габаритной мощ ности двигателя мож но избеж ать, т.к. в реж име “последовательного возбуж дения” при больших нагрузках магнитную систему насыщ ают, что позволяет э лектроприводу успешнее преодолевать перегрузки по моменту. По э той причине ц елесообразно на э тапе проектирования э лектропривода перераспределять затраты в сторону увеличения обмоточной меди. Когда необходимо учитывать габариты преобразователя, например, в автономных э лектроприводах, делается поправка весовых коэ ффиц иентов, учитывающ их наличие преобразователя в ц епи статора.

3. В диапазоне моментов до МН 2 кНм стоимость э лектропривода с СРМНВ по сравнению с типовым асинхронным регулируемым э лектроприводом оказывается выше. Электроприводу с СРМНВ следует отдавать предпочтение, когда со стороны технологического объекта предъявляются повышенные требования к регулировочным и перегрузочным показателям, которые асинхронными э лектроприводами не реализуются. При МН 2 кНм оба варианта э лектропривода имеют близкие ц еновые показатели, но э лектропривод с СРМНВ сохраняет улучшенные регулировочные характеристики.

5. СИНТЕЗ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА 5.1. Классификац ия структур управления э лектроприводами переменного тока Как было показано в гл. 3, способ управления э лектроприводом мож ет влиять на удельные и перегрузочные показатели э лектропривода. Поэ тому выбор и разработка рац иональной системы управления является актуальной задачей. С ц елью выбора наиболее рац иональных схем управления э лектроприводом необходимо их систематизировать. Есть много удачных примеров классификац ии систем управления по разным критериям, например, в [147, 148] предлагается в качестве одного из признаков классификац ии – структурный (или точностной). На рис. 5. представлена классификац ионная структура современных э лектроприводов переменного тока.

Все структуры управления э лектроприводами переменного тока могут выполняться по разомкнутому (скалярные) и замкнутому (векторные и с обращ енной машиной постоянного тока) принц ипам.

Скалярные схемы как наиболее простые в наладке и э ксплуатац ии применяются для объектов с умеренными показателями регулирования [10, 135, 147, 159].

http://susu.antiplagiat.ru/ReportPage.aspx?docId=427.4647249&repNumb=1&type=3&page=0 57/ 7.2.2014 Антиплагиат Скалярные схемы как наиболее простые в наладке и э ксплуатац ии применяются для объектов с умеренными показателями регулирования [10, 135, 147, 159].

В векторных схемах управления наилучшие динамические показатели обеспечиваются в структурах с трансвекторным (TRANSVEKTORO-Regelung) и релейно-векторным (DTC-) управлением.

Трансвекторные схемы в своей структуре содерж ат датчики потока, поэ тому они даж е на сегодняшний день не получили практического применения. Релейно-векторные схемы управления содерж ат минимальный набор датчиков обратных связей (напряж ения и тока) [132], при э том имеют наилучшие динамические показатели, что подтверж дается теоретическими исследованиями и практическим внедрением асинхронных э лектроприводов.

Под классом структур управления, аналогичных обращ енной машине постоянного тока, понимаются системы регулирования синхронными э лектроприводами, в которых форма тока статора отличается от синусоидальной и, как правило, имеет прямоугольную форму. Эти э лектроприводы по принц ипу работы наиболее близки э лектроприводам постоянного тока. В некоторых системах наилучшие показатели по управлению достигаются именно благодаря отказу от синусоидального возбуж дения.

Многофазные э лектроприводы с СРМНВ наиболее полно используются по габаритам, если применяются спец иальные законы управления, отличные от синусоидальных (см. п.п. 4.4). учетом С сказанного, для решения задач синтеза структур управления, обеспечивающ их наилучшие показатели по быстродействию и перегрузочной способности, следует выбирать схемы с DTC управлением (для э лектроприводов с обычным числом фаз) и схемы, соответствующ ие обращ енной машине постоянного тока (для многофазных решений).

5.2. Обобщ енная структура управления э лектроприводом с СРМНВ Электроприводы переменного тока относятся к многомерным системам [104], размерность которых определяется числом фаз. Наиболее э ффективные э лектроприводы с СРМНВ имеют размерность f6. Как показывает опыт разработки высококачественных э лектроприводов переменного тока [104], синтез системы управления удобнее вести на основе формализованных матричных моделей.

Для выявления новых качественных свойств э лектропривода с СРМНВ попытаемся дать оц енку количеству независимых управляющ их воздействий, которые появляются благодаря многофазности и произвольной форме фазного тока.

5.2.1. Матричная модель контура регулирования момента как многомерной системы Синтез системы управления э лектроприводом начинался с анализа числа степеней свободы, которые понимались как количество независимых управляющ их воздействий. Анализ возмож ностей систем управления э лектроприводов с СРМНВ выполнялся в сопоставлении с традиц ионными регулируемыми асинхронными и синхронными э лектроприводами.

На рис. 5.2, а дана векторно-матричная модель асинхронного э лектропривода. Матричная модель асинхронного двигателя была заимствована из [132]. На рис. 5.2 многомерные векторы выделены ж ирным шрифтом. B – спец иальная матриц а 2х2 [132, с. 40]. Схема управления выполнена как многоконтурная с подчиненным регулированием координат, в которой внутренний – э то контур регулирования момента КРМ, внешний – контур регулирования скорости. Работа внутреннего контура задается выходом регулятора скорости. Анализ схемы показал, что в ней качественные показатели регулирования могут быть достигнуты лишь при компенсац ии взаимного влияния контуров регулирования тока статора I1 и тока ротора I2. В реальности такую компенсац ию мож но обеспечить лишь косвенно, так как ротор короткозамкнутого асинхронного двигателя недоступен для управления. В э том случае высококачественные структуры управления встраиваются в систему с ориентац ией координат по вектору потокосц епления ротора с выделением активной и реактивной составляющ их многомерного вектора I1.

В асинхронных э лектроприводах количество независимых управляющ их воздействий равно двум – э то могут быть разные сочетания координат. Для достиж ения высоких регулировочных показателей в системах векторного управления мож но, например, воздействовать на активную и реактивную составляющ ие тока. Такой подход создает иллюзию независимого управления полем возбуж дения и активным током ротора. В реальности при изменении заданий на “активную” и “реактивную” составляющ ие частично изменяется пространственное полож ение кривой вектора потокосц епления статора относительно вектора потокосц епления ротора. Полноц енного регулирования э тих полож ений достигнуть невозмож но, так как при изменении нагрузки на валу двигателя изменяется скольж ение ротора, а вместе с ним и индуктивное сопротивление рассеяния обмотки ротора. Это приводит к ограничению возмож ности свободного регулирования пространственного полож ения э тих векторов относительно друг друга, что наиболее выразительно проявляется при перегрузках. При э том усиливается влияние перекрестных связей, что вызвано увеличенным углом поворота вектора тока ротора относительно вектора магнитного потока и сниж ением э лектромагнитного момента в зоне закритических скольж ений. Это вызывает значительные погрешности в классической модели асинхронного э лектропривода.

Дадим анализ количества независимых управляющ их воздействий в синхронных частотнорегулируемых э лектроприводах. На рис. 5.2, б представлена векторно-матричная структура управления синхронного э лектропривода, в которой заимствованная из [103] схема двигателя была дополнена структурой частотно-токового управления. Выход контура регулирования момента формирует обобщ енный вектор напряж ения US, а выход звена d (преобразователь одномерной величины if в многомерную (см. [103])) задает дополнительное независимое управляющ ее воздействие. Таким образом, в синхронном э лектроприводе количество независимых управляющ их воздействий увеличивается на единиц у по сравнению с асинхронным э лектроприводом. Качество управления в э лектроприводе в э том случае резко возрастает, так как дополнительный канал независимого управления, например, возбуж дения, управляется от отдельного источника. Возникающ ие в системе возмущ ающ ие воздействия перекрестных связей, в данном случае со стороны статора через координату fm, могут успешно корректироваться контуром регулирования тока возбуж дения if за счет возмож ности источника питания формировать форсированные сигналы (на рис. 5.2, б контур регулирования тока возбуж дения не показан).

5.2.2. Анализ факторов, способствующ их увеличению числа независимых управляющ их воздействий С ц елью выявления путей увеличения независимых управляющ их воздействий в разных типах э лектроприводов исследовалась картина магнитных полей [21, 26, 35, 76]. На реальном макете в реж име холостого хода и при нагрузке регистрировалась картина магнитной индукц ии в зазоре вдоль расточки статора. Она сравнивалась с индукц ией в зазоре синхронной машины с активным ротором, классического реактивного двигателя и двигателя постоянного тока. Аналогичные исследования проводились на обобщ енной математической модели э лектропривода (см. рис. 2.22).

Подробные условия проведения э кспериментов даны в [27, 35, 113]. Интерес к картине магнитных полей обусловлен тем, что она позволяет объяснить физику формирования распределенного тягового усилия вдоль ротора. В других методах исследований рассматривается лишь интегральный показатель – э лектромагнитный момент. В последнем случае э тот результат не всегда мож но обобщ ить на все реж имы управления э лектроприводом.

Анализ количества независимых управляющ их воздействий в обычном синхронном э лектроприводе с активным ротором Возбуж дение в синхронной машине с активным ротором создаётся со стороны ротора обмоткой LM, поэ тому на роторе СРМНВ была намотана обмотка возбуж дения. Эта обмотка имела такое ж е число витков, что и обмотка на статоре СРДМВ, располож енная над меж полюсным промеж утком и образующ ая э квивалентную обмотку возбуж дения. Статорные обмотки L1–L6 и обмотку возбуж дения LM запитывали от преобразователя постоянного тока UZ (рис. 5.3, а).

Когда в синхронной машине пропускали токи (1 или 3 А) только через обмотку ротора LM, то картина поля имела трапец еидальную форму (рис. 5.3, б, первый рисунок).

При соединении обмоток статора по схеме трёхфазной звезды и токах в э тих обмотках (в одном из случаев пропускали 4,2 А – в первой фазе, образованной обмотками L1–L2;

2,1 А – во второй http://susu.antiplagiat.ru/ReportPage.aspx?docId=427.4647249&repNumb=1&type=3&page=0 58/ 7.2.2014 Антиплагиат При соединении обмоток статора по схеме трёхфазной звезды и токах в э тих обмотках (в одном из случаев пропускали 4,2 А – в первой фазе, образованной обмотками L1–L2;

2,1 А – во второй L5 –L6 и третьей L3 –L4 фазах), соответствующ их мгновенным значениям токов, образующ их симметричную трёхфазную систему (рис. 5.3, а), картина магнитного поля в зазоре имела форму, показанную на рис. 5.3, б, второй рисунок.

Для корректного сопоставления кривых (рис. 5.3, б, второй рисунок) с индукц ией в зазоре СРМНВ необходимо перейти от мгновенных значений токов к действующ им. Т.к. по одной из фаз пропускалось амплитудное значение тока (рис. 5.3, а фаза, образованная обмотками L1 –L2), то при синусоидальной форме сигнала амплитудное и действующ ее значение тока связаны и, следовательно, Iсркв=3 А.

Наконец, когда в том ж е полож ении ротора, не отключая обмоток статора, запитали обмотку ротора LM от источника постоянного напряж ения, получили кривую магнитной индукц ии, которая представлена рис. 5.3, б, третий рисунок.

Рассмотренная картина полей в воздушном зазоре физической модели синхронной машины с активным ротором принц ипиально не отличалась от полученной на обобщ енной математической модели (рис. 2.20). Анализ картины магнитных полей в синхронном реактивном э лектроприводе показал, что за счет независимого управления каналами возбуж дения и якоря удается независимо формировать результирующ ее магнитное поле. В линейной системе результирующ ее поле в зазоре магнитной машины является алгебраической суммой от управляющ их каналов возбуж дения и якоря. В реальности за счет нелинейности магнитной системы в форме результирующ его поля возбуж дения наблюдается искаж ение, оно будет тем заметнее, чем больше насыщ ается магнитная система.

При построении системы управления в синхронном э лектроприводе с активным ротором приходится учитывать, что количество независимых управляющ их воздействий равно трем.

Анализ количества независимых управляющ их воздействий в обычном СРД Т.к. э лектропривод с СРМНВ и традиц ионный СРД имеют близкую конструкц ию (явнополюсный реактивный ротор, “гладкий” статор), сравним физическую картину магнитных полей в характерных реж имах работы.

В случае э лектропривода с СРД обмотки статора соединялись по схеме трёхфазной звезды (рис. 5.4, а), а токи, протекающ ие по э тим обмоткам, соответствовали мгновенным значениям токов, образующ их симметричную трёхфазную систему токов. Цепь ротора отключалась.

В реж име идеального холостого хода угол рассогласования меж ду осью МДС статора и осью ротора равен нулю. Поэ тому указанный реж им моделировался согласованием оси ротора и оси МДС статора. Полученная кривая распределения индукц ии в зазоре представлена на рис. 5.4, б, первый рисунок. Далее, оставив обмотки статора подключенными к источнику питания (рис. 5.4, а), ротор двигателя поворачивали относительно оси МДС статора. Тем самым моделировался реж им нагрузки (при изменении нагрузки изменяется угол Рис. 5.4. Анализ независимых управляющ их воздействий в э лектроприводах с обычным СРД: а) функц иональная схема;

б) картина магнитных полей при токах: 1 – 1 А;

2 – 3 А;

3 – 5 А Рис. 5.4. Анализ независимых управляющ их воздействий в э лектроприводах с обычным СРД: а) функц иональная схема;

б) картина магнитных полей при токах: 1 – 1 А;

2 – 3 А;

3 – 5 А рассогласования ). На рис. 5.4, б, второй и третий рисунки, показаны картины магнитных полей, соответствующ их угловому полож ению ротора 30, 90 э лектрических градусов [21, 35].

Анализ полученных кривых показывает, что на холостом ходу поле возбуж дения в зазоре СРД максимально, составляющ ая тока Iq (проекц ия полного тока на ось q двухфазной системы координат, ж ёстко связанной с ротором) равна нулю, следовательно, нулю равен э лектромагнитный момент (5.4, б, первый рисунок). С увеличением нагрузки и при питании синхронной реактивной машины от источника тока активная составляющ ая тока Iq увеличивается, составляющ ая ж е тока, создающ ая поток возбуж дения ( Id, проекц ия полного тока на ось, совпадающ ую с осью ротора) уменьшается (рис. 5.4, б, второй рисунок). Когда угол рассогласования равен 90 э лектрических градусов, составляющ ая тока Iq будет максимальна, а возбуж дение равно нулю (рис.

5.4, б, третий рисунок), поэ тому нулю равен э лектромагнитный момент. Т.е. с одной стороны, при увеличении нагрузки растёт активная составляющ ая тока (участвующ ая в создании э лектромагнитного момента), с другой – уменьшается поле возбуж дения [21, 35].

Таким образом, в э лектроприводе с СРД, подключенном к промышленной сети, число степеней свободы такое ж е, как и в асинхронном э лектроприводе, а векторные схемы управления строят так, что контуры регулирования возбуж дения и активной составляющ ей предполагаются независимыми. Меж ду тем, э ти составляющ ие связаны друг с другом общ им уравнением связи, которое диктуется синусоидальной формой результирующ его тока, так что рассматривать э ти составляющ ие как независимые воздействия нельзя.

Анализ количества независимых управляющ их воздействий в э лектроприводе с СРМНВ При исследовании свойств э лектропривода с СРМНВ моделировались те ж е реж имы работы, что и в случае синхронного э лектропривода с активным ротором, что позволило сравнить свойства э тих двигателей. Схема принц ипиальной лабораторной установки показана на рис. 5.5, а.

В э лектроприводе с СРМНВ сначала создали возбуж дение статорными обмотками 1–1, 2–2 (рис. 1.8, а), располож енными над меж полюсным промеж утком ротора. Число витков обмоток 1–1+2– равнялось числу витков обмотки возбуж дения, намотанной на ротор физической модели синхронного э лектропривода с активным ротором. По обмоткам L1, L2 (фазы 1 и 2, рис. 5.5, а, первый рисунок) пропускался ток той ж е величины, что и по обмотке ротора синхронного э лектропривода, т.е. МДС, создаваемая обмоткой возбуж дения э лектропривода с СРМНВ (1–1, 2–2), равнялась МДС, создаваемой обмоткой ротора синхронной машины.

Исходя из поставленных задач, на макете создавались следующ ие реж имы работы машины:

– реж им идеального холостого хода возбуж дённого СРДНВ. Он был получен подключением обмоток 1–1 и 2–2 (рис. 5.5, а, первый рисунок), располож енных напротив меж полюсных промеж утков, к источнику постоянного тока. По э тим обмоткам пропускались токи 1, 3, 5 А. Полученные кривые показаны на рис. 5.5, б, первый рисунок. Картина поля в воздушном зазоре имеет не прямоугольную, а трапец еидальную форму, что связано с проявлением краевых э ффектов. Аналогичную картину распределения индукц ии в зазоре имеет синхронный э лектропривод с обмоткой возбуж дения на роторе (рис. 5.3, б, первый рисунок). Количественный анализ рассмотренных кривых показывает, что при равных МДС обмотка, располож енная на статоре над меж полюсным промеж утком, создаёт индукц ию в зазоре той ж е величины, что и обмотка, располож енная на роторе синхронной машины с активным ротором;

– выделялась в “чистом” виде реакц ия якоря в э лектроприводе с СРМНВ. Для э того запитывались только обмотки 3–3, 4–4, 5–5 и 6–6, располож енные над полюсами (рис. 5.5, а, второй рисунок).

http://susu.antiplagiat.ru/ReportPage.aspx?docId=427.4647249&repNumb=1&type=3&page=0 59/ 7.2.2014 Антиплагиат – выделялась в “чистом” виде реакц ия якоря в э лектроприводе с СРМНВ. Для э того запитывались только обмотки 3–3, 4–4, 5–5 и 6–6, располож енные над полюсами (рис. 5.5, а, второй рисунок).

Измеренные значения индукц ии в зазоре представлены на рис. 5.5, б, второй рисунок;

– наконец, моделировался реж им нагруж енной возбуж дённой машины: в том ж е полож ении ротора пропускали токи через все шесть обмоток статора. При э том картина магнитного поля искаж алась, уменьшаясь под одним краем и увеличиваясь под другим (рис. 5.5, б, третий рисунок).

Аналогичные зависимости были получены на обобщ енной математической модели (рис. 2.22). Эти теоретические зависимости практически сливаются с э кспериментальными, поэ тому на рис. 5.5, б они не показаны.

Таким образом, в идеальном э лектроприводе с СРМНВ за счет многофазности линейную плотность тока мож но задать вдоль расточки статора любой формы. В работах H.Weh [213] э то представлено как дополнительное “управление реакц ией якоря”. Данное обстоятельство используется как ещ е одна дополнительная степень свободы, которая позволяет более э ффективно формировать управляющ ие воздействия в зоне перегрузок. Указанные рассуж дения строятся из предполож ения, что э лектромеханический преобразователь имеет бесконечное число фаз, а источники тока являются деальными (с бесконечно большой полосой равномерного пропускания частот).

При синтезе системы управления э лектроприводом с СРМНВ необходимо учитывать, что число степеней свободы в нем увеличено и равно трем. Правда э то принц ипиально достигается за счет несинусоидальной формы управляющ его сигнала, подаваемого на вход источника питания [34].

5.2.3. Выбор управляющ их воздействий в э лектроприводе с СРМНВ Рис. 5.6. Матричнаямодель э лектропривода с СРМНВ Рис. 5.6. Матричная модель э лектропривода с СРМНВ На рис. 5.6 представлена матричная структурная схема э лектропривода с СРМНВ. Будем считать, что источники фазных токов, настраиваемые регулятором тока WРТ(p), имеют бесконечно большую полосу равномерного пропускания частот, а э лектромеханический преобразователь имеет неограниченное число фаз. В э том случае основными управляющ ими воздействиями могут быть приняты составляющ ие тока статора IзадЯ, IзадВ.

На рис. 5.6 модель магнитной системы – э то составляющ ая обобщ енной математической модели, разработанной в гл. 2. Кроме того, матриц ей B по сигналам СУ осущ ествляется регулируемое смещ ение волны результирующ его тока относительно углового полож ения ротора. Фактически, матриц ей B учитывается выполнение нескольких операц ий:

IзадЯ IзадВр1р2р1р2 …рf…рf=Iзад1 Iзад2 … Iзадаf, B=Iзад1 Iзад2 … IзадаfТ.

Матриц ей М учитываются составляющ ие э лектромагнитного момента, которые создаются каж дой из фаз в э лектрической машине, а в преобразователе Тr выполняется суммирование э лементов матриц ы М, результатом которого является э лектромагнитный момент двигателя М, т.е. операц ия след матриц ы размерности (f х 1) М Тr M =fMf1.

Матричная структура (рис. 5.6) демонстрирует количество независимых управляющ их воздействий в э лектроприводе, в качестве которых мож но принять: IзадЯ, IзадВ и пространственное полож ение волны, образованной э тими токами.

5.3. Обоснование возмож ности аппроксимац ии динамических характеристик э лектропривода с СРМНВ линейными звеньями Обобщ енная математическая модель э лектропривода с СРМНВ мож ет успешно использоваться на э тапах разработки э лектропривода, принятия новых решений, выбора оптимальных соотношений активных материалов в э лектроприводе. На э тапе ж е наладки требования к уровню слож ности математической модели резко изменяются. Во-первых, э то обусловлено другим уровнем квалификац ии спец иалистов, занимающ ихся настройкой и вводом систем в э ксплуатац ию. Во-вторых, качество результатов расчета любой математической модели определяется не только объемом и слож ностью залож енного математического аппарата, но и исходными данными. Как правило, в силу отсутствия полной информац ии об объекте наладки и работы систем в условиях помех получить достоверные данные об объекте невозмож но. С другой стороны, э лектропривод, в котором рац ионально выбраны активные материалы, и спроектированный под конкретные реж имы работы, будет отличаться линеаризованными характеристиками. Поэ тому на данном э тапе актуальной оказывается задача обоснования и детализац ии “простейших” методов наладки для объекта управления.

5.3.1. Физические модели э лектроприводов с СРМНВ Для обоснования достоверности теоретических исследований и уточнения математических моделей был создан ц елый ряд лабораторных образц ов э лектропривода (на кафедре ЭПА, Юж но Уральского госуниверситета) установленной мощ ностью от 0,5 до 15 кВт. В разработанных физических моделях реализовано несколько схем силовых ц епей: на базе НПЧ, позволяющ их моделировать реж имы э лектроприводов большой мощ ности (см. рис. 5.7, а);

на базе транзисторных источников питания с индивидуальными источниками питания на фазу (см. рис. 4.14, в);

на базе стандартных автономных инверторов напряж ения (см. рис. 4.14 а). Подробное описание лабораторных макетов мож но найти в [27] и в диссертац ии аспиранта Бычкова А.Е. [14], при непосредственном участии которого создавались образц ы э лектроприводов с микропроц ессорным управлением.

Основную идею работы узла формирования фазных токов демонстрирует коллекторный датчик полож ения ( рис. 5.7, б). Здесь на валу ротора двигателя установлены четыре контактных кольц а К1, …, К4, к которым через щ ётки подаются напряж ения +Uрс и –Uрс, а такж е +Uв и –Uв. Эти кольц а соединены э лектрически с четырьмя коллекторными пластинами П1, …, П4. Длина дуги коллекторной пластины соответствует или полюсной дуге ротора (пластины П2 и П4, на них подаются напряж ения +Uрс и –Uрс), или ширине меж полюсного промеж утка (пластины П1 и П3, на них подаются +Uв и –Uв). На щ ёткодерж ателе вдоль окруж ности коллектора через каж дые 30 э лектрических градусов (в шестифазном двигателе) установлено шесть щ ёток, с которых снимаются сигналы задания для всех шести источников тока. При вращ ении вала двигателя входная Рис. 5.7. Физическая модель мощ ных э лектроприводов с СРМНВ (Рн2 МВт): силовая часть (а), идея работы УФФТ (б);

функц иональная схема УФФТ на дискретных э лементах (в);

функц иональная схема микропроц ессорного УФФТ (г) Рис. 5.7. Физическая модель мощ ных э лектроприводов с СРМНВ (Рн2 МВт): силовая часть (а), идея работы УФФТ (б);

функц иональная схема УФФТ на дискретных э лементах (в);

функц иональная схема микропроц ессорного УФФТ (г) управляющ ая клемма источника тока каж дой фазной обмотки статора подключается поочерёдно к соответствующ ему напряж ению задания: +Uрс, +Uв, –Uрс и –Uв [35, 147].

В реальных условиях работают устройства формирования фазных токов (УФФТ), выполненные на базе дискретных логических э лементов (см. рис. 5.7, в) или на базе микропроц ессорной системы управления [14], реализованной на микроконтроллерах серии Atmega. Отличительная особенность построения УФФТ (см. рис. 5.7 г), заключается в том, что требуемое быстродействие системы управления мож ет быть увеличено за счет разделения задач меж ду несколькими контроллерами (на рис. 5.7, г – их два). Действительно, количество проц ессорных модулей DDi мож ет быть увеличено до предельной величины, равной количеству фаз э лектропривода, при э том синхронизац ия отдельных микропроц ессорных модулей меж ду собой выполняется по датчику полож ения http://susu.antiplagiat.ru/ReportPage.aspx?docId=427.4647249&repNumb=1&type=3&page=0 60/ 7.2.2014 Антиплагиат увеличено до предельной величины, равной количеству фаз э лектропривода, при э том синхронизац ия отдельных микропроц ессорных модулей меж ду собой выполняется по датчику полож ения ротора BQ.

5.3.2. Особенности идентификац ии э лектропривода с СРМНВ частотными методами В тех случаях, когда объект регулирования мало изучен, резко возрастает интерес к частотнотопологическим моделям разрабатываемых систем э лектропривода, особенно тогда, когда имеется аппаратура для определения э кспериментальных частотных характеристик реальных объектов [70]. Актуальность частотных методов синтеза обосновывается не только их применением в научных исследованиях [107, 112,149, 167], но и практической реализац ией э того подхода к синтезу ряда э лектроприводов фирмами-производителями э лектротехнического оборудования, например, Siemens [197].

Идея похода к частотному анализу и синтезу систем регулирования э лектроприводов достаточно подробно излож ена в [70]. Сначала обратимся к примеру исследования современных серийных регулируемых э лектроприводов переменного тока. Подробное описание выполнено в соавторстве и дано в [167]. Остановимся на некоторых принц ипиальных моментах.

Пробный синусоидальный сигнал Uвх подавался на свободный вход РС через аналого-ц ифровой преобразователь АЦП. Наблюдаемые выходные сигналы переменных на структурных схемах э лектропривода (рис. 5.8, а) пронумерованы. Выходные сигналы регулятора РС, сигналов задания на токи Iwзад и Iзад, величины виртуальных токов Iw и I измерялись прибором через ц ифро аналоговый преобразователь ЦАП. Экспериментальные ЛЧХ последовательно включенных АЦП – ЦАП (рис. 5.8, а, 1) приведены на рис. 5.8, б. Они достаточно тоно аппроксимируются последовательным соединением звена чистого запаздывания со временем запаздывания 5мс и двумя апериодическими звеньями с постоянными времени Т 2,5 мс. ЛЧХ замкнутого контура регулирования тока Iw (канал Iwзад – Iw) имеет полосу равномерного пропускания частот (см. рис. 5.8, в, кривую 1), доходящ ую до 1000 рад/с. Однако, начиная с частоты 200 рад/с, наблюдается резкое и неограниченное сниж ение фазовой характеристики контура. Объяснено э то наличием в измеряемом канале инерц ионных звеньев АЦП-ЦАП. Как правило, большинство фирм-производителей реализуют э ти узлы с предельной частотой среза, не превышающ ей 100–200 рад/с.

Рис. 5.9. Алгоритм частотной идентификац ии э лектроприводов переменного тока: функц иональная схема объекта исследования (а);

алгоритм формирования тестового сигнала задания (б) Рис. 5.9. Алгоритм частотной идентификац ии э лектроприводов переменного тока: функц иональная схема объекта исследования (а);

алгоритм формирования тестового сигнала задания (б) Чтобы преодолеть указанную проблему, был разработан и реализован алгоритм, позволяющ ий регистрировать частотные характеристики э лектропривода, не включая в измерительный канал инерц ионные звенья АЦП-ЦАП [110]. Тестовый гармонический сигнал формировался непосредственно во встроенном микроконтроллере э лектропривода. Например, в частотнорегулируемом э лектроприводе Unidrive SP функц ия узла формирования тестового гармонического сигнала возлагалась на технологический контроллер SM Appication, который связан по внутренней скоростной шине данных с главным проц ессором CPU э лектропривода (рис. 5.9). На рис. 5.9, а DO1, DO2 – быстродействующ ие ц ифровые выходы, на которых формируются сигналы в момент перехода тестового синусоидального сигнала через ноль от отриц ательного значения к полож ительному.

В алгоритме по событию (см. рис. 5.9, б), определяемом по прерываниям таймера (частота тестового сигнала) в SM Application (см. рис. 5.9, а) происходит формирование тестового гармонического сигнала, который через быстродействующ ую шину подаётся в модуль CPU. В модуле CPU тестовый сигнал подаётся на вход объекта управления: контур регулирования скорости или контур регулирования момента. В традиц ионных схемах э кспериментального определения частотных характеристик на измерительный осц иллограф подаётся тестовый сигнал задания и измеряемая выходная переменная. В предлож енном алгоритме на измерительный осц иллограф подаётся логический сигнал с ц ифрового выхода DO1. Этот сигнал формируется в момент перехода через ноль тестового гармонического сигнала от отриц ательного значения к полож ительному.

При изучении динамических систем удобно рассчитывать частотные характеристики в прикладных программных пакетах, например, Matlab Simulink. Но э тот программный продукт не содерж ит стандартных средств, позволяющ ихполучать частотные характеристики для объектов с двойной модуляц ией управляющ его сигнала. Поэ тому была разработана и зарегистрирована программа расчета частотных характеристик [122]. На рис. 5.10 представлена идея снятия частотных характеристик произвольного звена А. Для э того на исследуемый динамический объект подается тестовый гармонический сигнал, частота которого изменяется в автоматическом реж име. Границ ы э той частоты задаются в начале исследования. В блоке Б выполняется синхронное детектирование измеряемой частотной характеристики частотной характеристики (получение амплитуды и фазы выходного сигнала). Длительность измерения одной точки определяется блоками В, Г, Д, Е:в блоке В фильтруется мгновенное значение вычисленной компоненты частотной характеристики;

в блоке Г оц енивается значение переменной составляющ ей измеряемой частотной характеристики;

блок Д реализует функц ию масштабирования измеряемой характеристики по времени;

в блоке Е задается допустимая точность вычислений. Предлож енная структура успешно была использована при исследовании э лектроприводов, работающ их в широком диапазоне регулирования скорости.

5.3.3. Частотные характеристики контуров регулирования фазных токов Известно, что к контуру регулирования тока предъявляют повышенные требования по быстродействию. С одной стороны, контур регулирования тока является внутренним в системах подчиненного регулирования, а следовательно, от качества наладки э того контура будет зависеть качество настройки всей системы. С другой стороны, на контур регулирования тока накладываются требования по обеспечению ограничения технологических координат (например, усилий). В э том случае контур тока выполняет роль защ итного устройства.

Достоверность настройки и наладки системы э лектропривода будем обеспечивать за счет применения частотных методов, которые были индивидуально адаптированы под решаемые задачи в рамках регулируемых э лектроприводов переменного тока.

На рис. 5.11 дана серия э кспериментальных частотных характеристик контуров регулирования тока для разных схем силовых частей. Над каж дой частотной характеристикой даны функц иональные схемы, поясняющ ие условия измерения э тих характеристик. Первая характеристика (рис. 5.11, а) вычислялась по каналу “Uвх – n” для случая, когда структура размыкалась. Как и следовало ож идать, в рабочем диапазоне частот тестового сигнала амплитудная характеристики идет с наклоном –1.

и На рис. 5.11 б даны э кспериментальные 3 и расчетные 1, 2 частотные характеристики контура регулирования тока для случая питания обмоток двигателя от непосредственного преобразователя частоты. Так как несущ ая частота НПЧ для мостовой реверсивной схемы ограничена частой 300 Гц, область замедленной дискретизац ии сигнала начинается с частоты 900 рад/с [155].

Наибольший интерес представляют э кспериментальные частотные характеристики контуров регулирования фазных токов э лектропривода с СРМНВ, запитанного от транзисторных источников.

Подробное описание условий проведения э кспериментов и технические характеристики исследуемых источников питания представлены в [175]. На рис. 5.11 в даны результаты э тих э кспериментов. Кривые 1, 2, 3 измерялись при разных коэ ффиц иентах передачи регулятора тока КРТ. Во всех трех случаях предельная частота (частота, на которой фаза выходного сигнала превышает – 180) доходит до 3000 рад/с. Если ориентироваться на предельную граничную частоту, которую мож но определить по рис. 2.10, то при несущ ей частоте 2 кГц она составляет порядка 5600 рад/с. В э той области частот полупроводниковый преобразователь мож ет рассматриваться непрерывным устройством.

5.3.4. Частотные характеристики контура регулирования э лектромагнитного момента. Принятая математическая модель http://susu.antiplagiat.ru/ReportPage.aspx?docId=427.4647249&repNumb=1&type=3&page=0 61/ 7.2.2014 Антиплагиат 5.3.4. Частотные характеристики контура регулирования э лектромагнитного момента. Принятая математическая модель Чтобы достоверно синтезировать систему управления э лектроприводом с СРМНВ, необходимо знать зависимость э лектромагнитного момента от якорной составляющ ей тока статора. С ц елью выявления э той зависимости определялись частотные характеристики э лектропривода на обобщ енной математической модели. При э том частота среза контура регулирования тока для всех случаев принималась за базу, частотные характеристики строились в относительных единиц ах, а резонансный максимум э лектропривода вблизи частоты среза принимался равным от 1 до 5.

Для снятия частотных характеристик на вход обобщ енной модели (рис. 2.20) э лектропривода, выполненной по схеме подчиненного регулирования с внутренним контуром косвенного регулирования момента и внешним контуром скорости (рис. 5.12 а) подавался тестовый гармонический сигнал, а на выходе реги Рис. 5.12. Частотные характеристики контура регулирования момента: схема, поясняющ ая способ измерения (а);

амплитудные частотные характеристики контуров регулирования тока и момента при разных коэ ффиц иентах демпфирования (б) Рис. 5.12. Частотные характеристики контура регулирования момента: схема, поясняющ ая способ измерения (а);

амплитудные частотные характеристики контуров регулирования тока и момента при разных коэ ффиц иентах демпфирования (б) стрировались сигналы момента и якорного тока. Алгоритм снятия частотных характеристик был реализован в виде программы, которая была зарегистрирована в Роспатенте [127].

Частотная характеристика контура регулирования момента строилась по каналу 1–2 ( рис. 5.12, а). На рис. 5.12, б представлены логарифмические амплитудные частотные характеристики котуров регулирования тока и момента. Анализ кривых показывал, что при малых значениях резонансного максимума (до Ам 1,5) частотная характеристика контура регулирования момента полностью повторяет характеристику контура регулирования тока. При Ам 1,5 из-за нелинейных искаж ений, вызванных пульсирующ им характером э лектромагнитного момента, э ти характеристики имеют разные значения резонансного максимума при равных коэ ффиц иентах демпфирования (на рис. 5.12, б кривые 6 и 7).

В табл. 5.1 представлены результаты статистической обработки результатов исследований. Рассматривалась гипотеза о равенстве средних значений для каж дой точки частотных характеристик контуров регулирования тока 7 и э лектромагнитного момента 6 (см. рис. 5.12, б). Из табл. 5.1 для числа степеней свободы – 4 выборочное значение статистики t=3,69. Если сопоставить критическое значение квантиля Стьюдента 2,776 с расчетным значением статистики, то мож но утверж дать с вероятностью 0,95, что различия меж ду кривыми 6, 7 являются статистически значимыми.

5.4. Синтез структур управления э лектроприводами с СРМНВ Так как в э лектроприводе с СРМНВ и постоянного тока сущ ествует однозначная линейная связь меж ду э лектромагнитным моментом и якорным током, то структуры управления могут строиться по схемам, аналогичным э лектроприводам постоянного тока. Формирование э лектромагнитного момента прощ е всего осущ ествляется в схеме подчиненного регулирования.

5.4.1. Системы управления с независимым возбуж дением На рис. 5.13, а приведён один из возмож ных вариантов функц иональной схемы э лектропривода. Здесь статорные обмотки питаются от шести источников тока. Задание на ток якорных обмоток (напряж ение + Uрс, и –Uрс) подаётся с выходов регулятора скорости РС ( АR) и инвертора И1 (А2) через узел формирования фазных токов УФФТ. Элементарный принц ип работы УФФТ рассмотрен в п.п. 5.3.1. Нерегулируемое задание на ток возбуж дения (напряж ения + Uв, –Uв) подаётся с выходов потенц иометра RP1 и инвертора И2 (А3) [130, 147].

При подаче на вход задатчика интенсивности (ЗИ) (на схеме рис. 5.13 он не показан) напряж ения Uвх увеличивается напряж ение на выходе ЗИ, затем – напряж ение на выходе РС, а э то вызывает появление заданий + Uрс и –Uрс на ток якоря. Напряж ения + Uрс и –Uрс вызовут в источниках тока и якорных обмотках протекание соответствующ их токов, в свою очередь э ти токи взаимодействуют с полем возбуж дения, так что двигатель М развивает момент, его ротор придёт во вращ ение.

Когда напряж ение на выходе ЗИ сравняется с Uвх, его рост прекратится. Переходный ж е проц есс нарастания скорости э лектропривода будет продолж аться, пока не сравняются меж ду собой напряж ения с выхода ЗИ пз и сигнала с выхода датчика скорости пос. Как правило, функц ии датчика скорости BR и датчика полож ения BQ совмещ аются в одном устройстве. Тогда напряж ение на выходе РС упадёт или до нуля (э то произойдёт в случае, если э лектропривод работает в реж име идеального холостого хода), или до значения Uрс, соответствующ его моменту статической нагрузки на валу двигателя.

При тормож ении э лектропривода работа протекает аналогично, только знак напряж ения на выходе РС изменится на противополож ный и, следовательно, изменяется последовательность заданий:

+ Uрс, +Uв, –Uрс и –Uв на –Uрс, +Uв, +Uрс и –Uв, что приведёт к изменению последовательности токов статора, а следовательно, к изменению знака э лектромагнитного момента.

Техническая реализац ия предлож енной схемы и условия проведения исследований подробно описаны в [35, 172]. Остановимся на обсуж дении результатов исследований.

Расчетные кривые вычислялись на обобщ енной математической модели (рис. 2.20) и по упрощ енным методикам, описанным в [27, 76, 113].

Анализ регулировочных характеристик э лектропривода ( рис. 5.13, б) показывает, что в диапазоне скоростей от 0 до 70 рад/с, ошибка меж ду расчётными данными, полученными по упрощ енной модели и э кспериментальными значениями не превосходит 15 %. Экспериментальные и теоретические кривые, полученные на обобщ енной математической модели, практически сливаются на рис.

5.13.

Механические характеристики (рис. 5.13, г) исследовались при изменении момента сопротивления на валу, который создавался э лектроприводом нагрузочной машины [35]. Анализ моментных кривых (зависимостей якорной составляющ ей тока статора от момента (рис. 5.13, д) показал, что расчетные значения тока по упрощ енной модели (кривая 2) отличаются от э кспериментальных в зоне перегрузок. Обусловлено э то весьма приближ енным учетом насыщ ения магнитной системы. Расчетные значения, полученные на обобщ енной математической модели, практически сливаются с э кспериментальными данными.

С учетом полученных результатов мож но сформулировать следующ ие выводы. Схема с независимым возбуж дением налаж ивается аналогично структуре э лектропривода постоянного тока с тем лишь отличием, что приходится выполнять настройку не одного, а f (по числу фаз) контуров регулирования тока. Во-вторых, результаты исследований показали область допустимого использования упрощ енных математических моделей:

при необходимости точного учета насыщ ения магнитной системы э лектропривода приходится применять обобщ енную математическую модель системы (рис. 2.20).

5.4.2. Системы управления с последовательным возбуж дением В случае схемы э лектропривода с последовательным возбуж дением ток возбуж дения изменяется пропорц ионально абсолютной величине напряж ения Uрс, для чего применён функц иональный преобразователь (рис. 5.14, а, (1)), напряж ение на выходе которого пропорц ионально модулю Uрс.

В зоне малых моментов нагрузки напряж ение на выходе РС мало, следовательно, малы и напряж ения задания на токи возбуж дения + Uв и –Uв, а значит, сниж ается значение тока возбуж дения и http://susu.antiplagiat.ru/ReportPage.aspx?docId=427.4647249&repNumb=1&type=3&page=0 62/ 7.2.2014 Антиплагиат В зоне малых моментов нагрузки напряж ение на выходе РС мало, следовательно, малы и напряж ения задания на токи возбуж дения + Uв и –Uв, а значит, сниж ается значение тока возбуж дения и связанные с ними потери в э лектроприводе.

В зоне ж е перегрузок увеличение сигнала Uрс приводит к увеличению задания на ток возбуж дения. Рост тока возбуж дения позволяет ослаблять или даж е подавлять размагничивающ ее влияние поперечной реакц ии якоря, за счёт чего двигатель способен выдерж ивать кратковременные перегрузки по моменту (до 4 и более), сущ ественно большие, чем в э лектроприводах асинхронных или постоянного тока.

Содерж ание э кспериментальных исследований представлено в [27]. На рис.5.14, б, в даны результаты э кспериментальных и теоретических исследований. Установлено, что расчеты по упрощ енной математической модели достаточно точно описывают поведение системы как в зоне номинальных нагрузок, так и при перегрузках э лектропривода. Обусловлено э то тем, что при последовательном возбуж дении размагничивающ ая реакц ия якоря компенсируется последовательной обмоткой возбуж дения. Рассматриваемая схема мож ет быть рекомендована для технологических объектов с сущ ественными перегрузками по моменту.

5.4.3. Системы управления с двухзонным регулированием скорости В схеме э лектропривода с двухзонным регулированием скорости (рис.5.14, а, (2)) максимум выходного напряж ения ограничен с помощ ью блока ограничения БО2 и соответствует номинальному току возбуж дения двигателя.

При скорости вращ ения ниж е основной, пока напряж ение на выходе ДН ниж е напряж ения задания Uзн, регулятор РН находится в насыщ енном состоянии, благодаря чему ток возбуж дения двигателя поддерж ивается постоянным, равным номинальному. Регулирование скорости вращ ения двигателя производится только за счёт изменения напряж ения на якорной обмотке.

Когда напряж ение на якоре двигателя увеличится до значения, соответствующ его Uзн, регулятор РН уменьшает свой выходной сигнал, сниж ая тем самым и уставки + Uв и –Uв. Поток в двигателе начинает ослабляться. Если использовать регулятор напряж ения РН интегрального типа, то в установившихся реж имах работы э лектропривода на скорости выше скорости холостого хода выходное напряж ение на “якоре” будет соответствовать заданию Uзн.

Схема с двухзонным регулированием скорости мож ет быть рекомендована для производственных механизмов, у которых работа э лектропривода на высоких скоростях происходит с уменьшенными значениями статической нагрузки. К таким механизмам относятся, например, продольно-строгальные станки, у которых во время обратного хода резц а струж ка с обрабатываемой детали не снимается, поэ тому обратный ход ц елесообразно и возмож но производить с повышенной скоростью. Далее, на реверсивных станах горячей прокатки последние пропуски прокатываемого слитка происходят с малыми величинами статического момента, длина ж е слитка в э тих пропусках наибольшая. Это такж е способствует увеличению скорости привода.

Особенности работы э лектропривода в зоне ослабления поля будут рассмотрены ниж е (п.п. 5.5.2, 6.2.2) при решении задачи расширения диапазона регулирования скорости.

5.4.4. Потери в э лектроприводах при разных законах регулирования Работа современного регулируемого э лектропривода, как правило, происходит при переменной нагрузке и с разными законами регулирования момента и скорости. Это приводит к перераспределению составляющ их потерь и требует их учёта, что наиболее актуально для технологических объектов, работающ их в условиях перегрузок. В основу анализа полож ено наблюдение, которое заключается в том, что у двигателей, имеющ их близкие значения КПД, характер изменения составляющ их потерь такж е близок, хотя при э том абсолютные потери могут отличаться весьма значительно. Этот факт дал возмож ность при изменении нагрузки представить изменение составляющ их потерь в относительных единиц ах, взяв за базовое значение суммарные потери в э лектродвигателе в номинальном реж име. При э том внутри каж дой серии э лектродвигателей абсолютные потери отличаются и весьма значительно. В [106, 201] соавторстве с научным коллективом были представлены исходные данные для анализа, а такж е результаты расчетов.

Установлено,что двигатели общ епромышленного исполнения, имеющ ие номинальный КПД в пределах, независимо от типа (синхронные, асинхронные, постоянного тока, реактивные) при изменении момента нагрузки имеют практически совпадающ ий характер изменения относительных значений постоянных и переменных составляющ их потерь.

При регулировании скорости и(или) момента в э лектроприводах с поддерж анием постоянства магнитного потока двигателя обобщ ённая зависимость суммарных потерь в долях от их значения в номинальном реж име двигателя мож ет быть описана уравнением [26, 106]:

P=0,57+0,43M2.

а в э лектроприводах, где ток возбуж дения изменяют пропорц ионально току якоря:

P=0,1+0,9M.

Когда момент нагрузки близок к номинальному значению или не отличается от него в ту или иную сторону более чем на 50 %, то, как э то следует из сопоставления кривых на рис. 5.15, а, б, суммарные потери при обоих способах регулирования магнитного потока отличаются незначительно. Заметная выгода при работе с регулируемым магнитным потоком наблюдается в зоне малых нагрузок, когда момент нагрузки M0,5Мн Работу в зоне больших моментов при M0,5Мн такж е выгоднее выполнять при регулируемом магнитном потоке, но на практике э то не всегда удаётся из-за возмож ного насыщ ения магнитной системы э лектродвигателя. Тогда приходится переходить на двухзонное регулирование скорости или момента.

а)б) Рис. 5.15. Зависимость суммарных потерь от момента нагрузки в э лектроприводах:


а) постоянного тока при постоянном возбуж дении (1);

синхронных с активным ротором при постоянном магнитном потоке (2);

асинхронных при постоянном магнитном потоке (3) б) постоянного тока при последовательном возбуж дении (1);

синхронных с активным ротором при регулируемом возбуж дении (2);

асинхронном двигателе при постоянном скольж ении (3);

СРМНВ при регулируемом токе возбуж дения (4) а)б) Рис. 5.15. Зависимость суммарных потерь от момента нагрузки в э лектроприводах:

а) постоянного тока при постоянном возбуж дении (1);

синхронных с активным ротором при постоянном магнитном потоке (2);

асинхронных при постоянном магнитном потоке (3) б) постоянного тока при последовательном возбуж дении (1);

синхронных с активным ротором при регулируемом возбуж дении (2);

асинхронном двигателе при постоянном скольж ении (3);

СРМНВ при регулируемом токе возбуж дения (4) 5.5. Особенности работы э лектропривода СРМНВ с на повышенных угловых скоростях В типовых э лектроприводах постоянного тока меж ду током якоря двигателя и его моментом сущ ествует прямая зависимость, что упрощ ает настройку внутреннего контура. В то ж е время в http://susu.antiplagiat.ru/ReportPage.aspx?docId=427.4647249&repNumb=1&type=3&page=0 63/

7.2.2014 Антиплагиат

В типовых э лектроприводах постоянного тока меж ду током якоря двигателя и его моментом сущ ествует прямая зависимость, что упрощ ает настройку внутреннего контура. В то ж е время в э лектроприводах переменного тока такой явной зависимости нет. Ниж е дана краткая аннотац ия результатов теоретических и э кспериментальных исследований динамических свойств канала регулирования э лектромагнитного момента в частотнорегулируемых э лектроприводах и в э лектроприводе с СРМНВ. Более подробно результаты представлены в [149].

5.5.1. Структурная схема канала регулирования момента Структурная схема показывает последовательные математические операц ии, которые описывают проц есс передачи сигнала через звенья одной фазы статора синхронного двигателя. На схеме УФФТ – узел формирования фазных токов, КРТ – контур регулирования фазного тока статора, СД – синхронный двигатель, – соединены последовательно (рис. 5.16, а).

Составляющ ая э лектромагнитного момента э лектродвигателя Мi, показана в виде результата демодуляц ии (вторичного умнож ения) тока i на синусоидальную величину с такой ж е частотой, как и в УФФТ, но при э том сигнал сдвинут по фазе на угол :

Mi=LМLРisin( 1t+).

В данном уравнении LМ – максимальное значение коэ ффиц иента взаимной индуктивности меж ду обмотками ротора и фазы статора;

IP – ток ротора синхронного двигателя, – угол сдвига меж ду синусоидальными величинами, которые подаются на входы звеньев УФФТ и СД.

В сумматоре на выходе данной системы две тройки синусоид, сдвинутых меж ду собой на 120 градусов, взаимно уравновешиваются, и поэ тому на вал двигателя не проходят, следовательно, в выраж ении для расчета э лектромагнитного момента присутствуют только две утроенные гармоники основной частоты. Амплитуда э тих гармоник и величина фазового сдвига определена значениями частотных характеристик звена КРТ на боковых частотах ( – 1) и ( + 1):

M=MA+MB+MC=M1 - 1+M2 - 1= =0,75UMLMIPAКРТ - 1sin t+- - 1+ +0,75UMLMIPAКРТ + 1sin t-- + 1 (5.1) Анализ выраж ения (5.1) показал, что когда необходимо учитывать ограниченную полосу пропускания частот КРТ, а ( – 1) и ( + 1) имеют довольно сущ ественные различия, слагаемые М1 и М2 (рис.

5.16, б) изменяются по-разному в функц ии. Наиболее значительно э та разниц а видна в районе частоты среза КРТ Т. Тогда при частоте напряж ения на статоре, близкой частоте среза КРТ, когда Т, разность частот ( – 1) находится в рабочей полосе пропускания частот КРТ, а там вектор М1 почти не изменяется. Другая ж е боковая частота ( + 1) выходит за правую границ у равномерного пропускания частот, а там амплитуда вектора М2 становится значительно меньше. В результате оказывается M1M2, следовательно, величина и направление результирующ его вектора M=M1+M2в большей мере определено вектором М1, который почти не изменяется. На результирующ ей амплитудной ЛЧХ мож но заметить определенное расширение полосы равномерного пропускания частот, а фазовая ЛЧХ КРМ будет проходить выше, чем фазовая ЛЧХ КРТ.

Описанное явление проявляется тем больше, чем ближ е величина 1 и, следовательно, углвая скорость двигателя, к частоте среза Т КРТ.

В граничных случаях, при 0 или, ЛЧХ КРТ и КРМ совпадают. В районе ж е средних частот, когда 1 и Т довольно близки, э ти характеристики отличаются, а для их вычисления следует пользоваться выраж ением (5.1).

5.5.2. Расчетные и э кспериментальные ЛЧХ КРТ и КРМ Расчет выполнялся для контура регулирования момента, при э том КРТ фаз статора аппроксимировался колебательным звеном второго порядка, передаточная функц ия которого WКРТp=11+2Tp+T2p2.

Расчетные ЛЧХ, которые соответствуют приведенной передаточной функц ии, получаются заменой р = j и представляются в функц ии безразмерной величины Т. Амплитудные ЛЧХ КРТ и КРМ приведены в относительных единиц ах. В качестве базовых значений амплитуды тока и момента берутся их значения при 1 = 0 и = 0. Коэ ффиц иент демпфирования принимался равным = 0,5, т.е.

соответствующ им стандартной настройке замкнутого КРТ с относительной частотой среза Т = 1 и запасом устойчивости по фазе 50 (рис. 5.16, б).

Расчетные ЛЧХ КРТ и КРМ при 1 = 0 совпадают и соответствуют модели преобразования фазных токов iA, iB, iC в момент М.

При увеличенных значениях 1, т.е. при угловой скорости э лектропривода, приближ енной к частоте среза (то есть 1 Т), ЛЧХ КРМ изменяет свой вид: её амплитуда сниж ается, но фазовая ЛЧХ на протяж ении примерно декады проходит на 40–50 градусов выше, э то объясняется доминирующ им влиянием первого слагаемого в выраж ении (5.1). На ЛЧХ КРМ при 1 Т увеличенный подъем фазы по сравнению с фазовой ЛЧХ КРТ сохраняется и немного увеличивается. Но чтобы получить равномерное усиление КРТ на участке крутого падения амплитуды, необходимо обеспечить неоправданно большие форсировки напряж ения источников питания статора, поэ тому практический э ффект из данного обстоятельства не удастся извлечь.

Экспериментально определенные ЛЧХ КРТ и КРМ, полученные в схеме (см. рис. 5.16, г) с П регулятором тока и при коэ ффиц иенте усиления разомкнутого КРТ ККРТ = 5, имеют довольно большую, до (2–4)·103 рад/с полосу равномерного пропускания частот. Это дает возмож ность почти полностью ослабить влияние перекрестных связей на характер протекающ их проц ессов, которые вызваны имеющ имися взаимными индуктивностями обмоток статора. Экспериментально показана обоснованность аппроксимац ии замкнутого КРТ фазы статора колебательным звеном второго порядка в диапазоне частот до (2–4)·103 рад/с. Из-за наличия определенной инерц ии в ц ифровых преобразованиях, которые осущ ествляются в ПЛК (программируемом логическом контроллере ЦАП (ц ифро-аналоговом преобразователе), КРМ в сравнении с КРТ имеет меньшую полосу равномерного пропускания частот.

Вывод. При частотном анализе динамических свойств регулируемых э лектроприводов переменного тока с синхронными двигателями удобно рассматривать КРМ как линейную систему с амплитудной модуляц ией. При ограниченной полосе пропускания частот КРТ на больших скоростях происходит изменение взаимного полож ения векторов потокосц епления статора и ротора. В систему управления необходимо вводить корректирующ ий сигнал на величину скоростной ошибки (см. п. 6.3.2) В э лектроприводах с СРМНВ при увеличении скорости вращ ения форма фазного тока искаж ается, превращ аясь из прямоугольной в треугольную. На критической частоте, полученной в ходе выполнения научно-исследовательской работы [172]:

f=p0,63Тср э лектромагнитный момент при той ж е величине тока сниж ается в такой ж е пропорц ии (приближ енно), что и в случае, описанном в п. 1.7.

5.7. Синтез систем управления э лектроприводом с DTC 5.7.1. Особенности и возмож ности систем с DTC-управлением в синхронных реактивных э лектроприводах Если э лектропривод с СРМНВ выполнить с соблюдением только критерия минимальных затрат на компоненты э лектропривода, то выгодно было бы иметь стандартные трехфазные схемы силовых ц епей, а обмотку двигателя с СРМНВ – так ж е трехфазную, создающ ую в зазоре индукц ию синусоидальной формы. Если, к тому ж е, ротор выполнить массивным (без немагнитопроводящ их частей), http://susu.antiplagiat.ru/ReportPage.aspx?docId=427.4647249&repNumb=1&type=3&page=0 64/ 7.2.2014 Антиплагиат то удельные показатели э лектропривода с СРМНВ будут уступать э лектроприводу с СРД, в котором ротор имеет большое отношение Ld/Lq. Традиц ионные схемы векторного управления в таких э лектроприводах с СРМНВ не позволят реализовать высокие динамические показатели. Поэ тому в работе были предлож ены и проанализированы возмож ности схем релейно-векторного управления.

Рис. 5.17 Функц иональная схема DTC-управления э лектропривода с СРМНВ Рис. 5.17 Функц иональная схема DTC-управления э лектропривода с СРМНВ Системы импульсно-векторного управления (DTC) реализуют предельные по быстродействию реж имы работы, что достигается не изменением модулей векторов, а изменением угла меж ду, например, векторами потокосц епления статора и ротора [132]. В традиц ионных схемах DTC-управления для асинхронных э лектроприводов управление организуется на основе математической модели, которая выполняет расчет вектора потокосц епления статора [1, 20 62, 63, 116].

На рис. 5.17, представлена функц иональная схема э лектропривода с СРМНВ, в которой реализуется алгоритм DTC-управления. Схема содерж ит традиц ионные для асинхронного э лектропривода узлы: релейный регулятор потока (с двумя состояниями);

релейный регулятор момента (с тремя состояниями), котором третье состояние – ноль-вектор;


модель э лектропривода;

таблиц у в переключений. В схеме присутствует датчик полож ения ротора BQ, который заводится непосредственно в математическую модель. Все вышеперечисленные узлы, кроме датчика полож ения BQ, присутствуют в асинхронных э лектроприводах. Реализац ия основных узлов DTC-управления в э лектроприводе с СРМНВ практические не отличается от соответствующ их э лементов для асинхронного э лектропривода и представлена в [175]. В э лектроприводе с СРМНВ датчик полож ения ротора необходим для ограничения предельных значений угла расхож дения меж ду пространственными со Рис. 5.18. Особенности DTC-управления э лектроприводом с СРМНВ Рис. 5.18. Особенности DTC-управления э лектроприводом с СРМНВ ставляющ ими результирующ его вектора магнитного потока.

Рассмотрим особенности взаимодействия узлов системы управления (регуляторов, таблиц ы переключений, модели СРМНВ и датчика BQ). На рис. 5.18 представлена матричная структура управления, реализующ ая релейно-векторный принц ип регулирования.

Таблиц а переключений, реализована на блоках 1, 2,…,4 и модуле Sector (рис. 5.18). Условия срабатывания каж дого из модулей (1–4) дано в соответствующ емблоке. Состояние “0” диктуется модулем “Состояние 0” по условию, формируемому на выходе регулятора момента и оно имеет наивысший приоритет: в э том реж име блокируются сигналы с выхода, при э том на выходе преобразователя частоты формируется одно из двух нулевых состояний вектора напряж ения U. Если, при работающ ем э лектроприводе сигнал рассогласования меж ду векторами потокосц епления статора и ротора не превышает допустимый предел ЗАД, то э лементы матриц ы столбц а B (размером 1х4) формируют сигналы ноль, и э лементы матриц ы B – ноль. По сигналам с выходов регуляторов момента и потока происходит переключение вектора ключей инвертора и выполняется поворот вектора напряж ения U. Если сигнал рассогласования факт превысил предельное значение ЗАД, сигнал с выходов регуляторов блокируется и на выходе за счет сигнала обратной связи с матриц ы B сохраняется предыдущ ее состояние э лектропривода, когда вектор потокосц епления статора становится “неподвиж ным”. Как только сигнал рассогласования войдет в допустимый предел, схема начинает работать в своем обычном реж име.

5.7.2. Результаты теоретических и э кспериментальных исследований на математических моделях и физическом макете э лектропривода На основании теоретических и э кспериментальных исследований была дана оц енка динамических показателей э лектропривода с СРМНВ при DTC-управлении. Наиболее полно объем исследований проводился на модели.

В качестве исследовательской ситуац ии рассматривалась зависимость быстродействия э лектропривода с реактивными машинами, в которых варьировались параметры отношения Ld/Lq. Это сравнение наиболее актуально для э лектроприводов с СРМНВ, в которых э то отношение не превышает 2 [172].

Параметры э лектропривода с СРМНВ оц енивались по данным обобщ енной математической модели (см. рис. 2.20) в спец иально составленной для э тих ц елей программе [124]. В проц ессе моделирования исследовалась зависимость времени переходного проц есса в контуре регулирования э лектромагнитного момента, при э том изменялись параметры xd/xq и на вход системы управления подавались разные значения заданий амплитуды вектора потокосц епления статора ЗАД. На рис.5.19 показана поверхность – зависимость времени переходного проц есса от параметров машины и заданного значения вектора потокосц епления статора.

Рис. 5.19. Динамические характеристики э лектропривода с СРМНВ при DTC управлении Рис. 5.19. Динамическиехарактеристики э лектропривода с СРМНВ при DTC управлении Анализ э тих кривых показал, что время переходного проц есса контура регулирования момента незначительно изменяется от отношения параметров машины при полном потоке, практически не изменяется при уставке задания потока 0,5. Следовательно, изменение параметров реактивной машины слабо сказывается на ее динамических показателях при реализац ии релейно-векторных законов управления.

Аналогичные исследования были проведены для лабораторного макета синхронного реактивного э лектропривода, реализованного компанией АВВ [183, 193, 199]. По понятным причинам исследование проводилось только для одного значения отношения xd/xq. Результаты э кспериментальных и теоретических исследований дали удовлетворительное совпадение.

Выводы по главе 1. С позиц ий системного подхода предлож ены и обоснованы алгоритмы управления э лектроприводом с СРМНВ, реализующ ие реж имы работы с предельными возмож ностями по перегрузкам и быстродействию. При э том поскольку число степеней свободы управляющ их воздействий в многомерной системе управления э лектроприводом с СРМНВ увеличено, оказывается ц елесообразным отказаться от стратегии векторного управления э лектроприводом переменного тока в пользу системы управления, аналогичной обращ енной многофазной машине постоянного тока 2. В э лектроприводе с СРМНВ контуры регулирования фазных токов выполняют роль внутренних корректирующ их устройств и тем самым резко подавляют влияние меж фазных перекрестных связей. Поэ тому в диапазоне частот тестового сигнала от 0 до 1000 рад/с контур регулирования тока правомерно считать безынерц ионным. В идеальном э лектроприводе с СРМНВ за счет многофазности линейную плотность тока мож но задать вдоль расточки статора любой формы. Данное обстоятельство используется как ещ е одна дополнительная степень свободы, которая позволяет более э ффективно формировать управляющ ие воздействия в зоне перегрузок.

3. Когда частотная характеристика контура регулирования тока носит монотонный характер или высота резонансного максимума Ам 1,5, то частотные характеристики контуров регулирования момента (КРМ) и фазного тока (КРТ) повторяют друг друга и могут быть представлены линейными звеньями, как в э лектроприводе постоянного тока. При чрезмерном увеличении частоты среза КРТ неизбеж но увеличивается и его резонансный максимум. При Ам 1,5 из-за нелинейных искаж ений, вызванных пульсирующ им характером момента с частотой, кратной угловой скорости вращ ения http://susu.antiplagiat.ru/ReportPage.aspx?docId=427.4647249&repNumb=1&type=3&page=0 65/ 7.2.2014 Антиплагиат двигателя, характеристики КРМ и КРТ имеют разные значения резонансного максимума при равных коэ ффиц иентах демпфирования. В э том случае необходимо пользоваться обобщ енной математической моделью э лектропривода.

4. В э лектроприводах с СРМНВ, выполняемых по критерию минимальных затрат на компоненты э лектропривода, выгодно иметь стандартные трехфазные схемы силовых ц епей с импульсно векторной системой регулирования, более известной, как DTC-управление. Установлено, что услож нение геометрии ротора двигателя не дает заметного увеличения быстродействия КРМ.

6. ПРИМЕРЫ РЕАЛИЗАЦИЙ ЭЛЕКТРОПРИВОДА С СРМНВ НА РЕАЛЬНЫХ ПРОИЗВОДСТВЕННЫХ МЕХАНИЗМАХ 6.1. Оптимальная траектория движ ения э лектропривода, реализующ его предельные характеристики 6.1.1. Общ ий случай движ ения э лектропривода для механизмов, реализующ их предельные характеристики Как правило, э лектропривод, работающ ий в э кстремальных реж имах, выходит на предельные границ ы регулируемых переменных звеньев механо- и э лектрооборудования (М, I). В э тих случаях бывает очень важ но раздвинуть область сущ ествования э тих регулируемых переменных, чтобы обеспечить заданную производительность, точность, э кономичность и другие показатели качества движ ения рабочего органа.

К указанным механизмам мож но отнести не только э лектроприводы, работающ ие на предельных характеристиках с технической точки зрения, но и технологические объекты, в которых не требуется реализац ия предельных технических характеристик, а э лектропривод реализуется по критерию минимальных затрат на э лектропривод. Например, э лектроприводы общ епромышленных механизмов с вентиляторным характером нагрузки. К э тим э лектроприводам предъявляются весьма умеренные требования по регулировочным показателям, но в силу большой доли присутствия на рынке (более 60% [53]) конкурентные преимущ ества предлагаемого э лектропривода могут быть реализованы при минимальной стоимости э лектротехнического оборудования.

С учетом сказанного далее будем вести речь о следующ ихтехнологических объектах, в которых средствами э лектропривода реализуются предельные реж имы (в том числе по э кономическому критерию) работы: следящ ие механизмы объектов металлургического производства (строятся по критерию минимума времени позиц ионирования);

тяговые механизмы (строятся по критерию минимальных массогабаритных показателей);

э лектроприводы насосов и вентиляторов (строятся по критерию минимума капитальных затрат на э лектропривод).

Для решения поставленной задачи мож но воспользоваться идеей, предлож енной проф. Каганом В.Г. в [54] при реализац ии э лектроприводов с предельным быстродействием. Эти решения реализовывались в рамках э лектроприводов на базе двигателей постоянного тока нетрадиц ионных конструкц ий.

В э лектроприводах реальных производственных механизмов, работающ их в э кстремальных условиях э ксплуатац ии, оптимальная траектория движ ения “сшивается” из отдельных отрезков, которые складываются из нескольких фазовых траекторий с различным набором ц елевых функц ий.

Этот подход мож но обобщ ить не только на э лектроприводы, которые постоянно “двигаются” по фазовым траекториям (следящ ие э лектроприводы, работающ ие в частых пуско-тормозных реж имах), но и на механизмы, которые работают в конкретных точках на границ е фазовой траектории (тяговые механизмы).

6.1.2. Формализованный метод поиска оптимальных проц ессов в э лектроприводах с предельными реж имами работы При решении поставленной задачи функц ионал качества мож ет быть представлен в виде:

f=minxХдоп[minx'X'доп…[minпПдопfx,x',П]…]==minxX д опf1x,x'+minx'X'допf2(x',x0,П0)+minпПдопfnx,x ', где f – обобщ енная ц елевая функц ия;

f1,f2,…, fn– ц елевые функц ии на отдельных отрезках траекторий движ ения;

X=(x,x',П) – вектор решений, содерж ащ ий как функц иональные зависимости (x,x'– фазовые переменные), так и конструктивные или функц иональные решения (П).

Предлагаемая задача является тривиальной, если она содерж ит только переменные состояния системы управления. Задача резко услож няется, если к переменным параметрам оптимизац ии добавить схемотехнические решения, которые формализованным математическим проц едурам поиска э кстремума не поддаются.

Подход к синтезу иллюстрируется фазовыми траекториями движ ения (рис. 6.1).

Рис. 6.1. Фазовые траектории движ ения э лектротехнического комплекса Рис. 6.1. Фазовые траектории движ ения э лектротехнического комплекса Наиболее актуальными являются отрезки 0А, АВ, CD, DE, E0. Как правило, они реализуются с наибольшими трудностями из-за ограниченных предельных возмож ностей силового э лектрооборудования (по скорости, по моменту и др.).

В следящ их э лектроприводах отдельные участки соответствуют: 0А – переходному проц ессу в контуре косвенного регулирования момента;

АВ – работе э лектропривода в реж им разгона;

точка С – позиц ионированию рабочего органа с постоянной, равной максимальной скорости рабочего органа;

CD – генераторному реж иму работы э лектропривода;

E0 – работе контура регулирования полож ения. Спроектированный э лектропривод, позиц ионирующ ий рабочий орган, долж ен выполнять задачу за минимально возмож ное время.

В тяговых механизмах участки соответствуют: СА – работе э лектропривода на упор (например, преодолению препятствия);

CD – работе э лектропривода в транспортном реж име при перемещ ении по грунтовой дороге. Спроектированный э лектропривод, работая на участках фазовой траектории, долж ен иметь минимальный вес.

В общ епромышленных механизмах насосов и вентиляторов, как правило, э то – только номинальная точка С, но при э том э лектропривод долж ен быть конкурентоспособным на рынке.

6.2. Электроприводы станов ХПТ В первой главе представлены обобщ енные технические требования к механизмам подачи станов холодной прокатки труб (см. табл. 1.2). В диссертац ии Остроухова В.В.[87] была предлож ена обобщ енная математическая модель привоа подачи, дан большой объем э кспериментальных исследований. Технические мероприятия, направленные на повышение быстродействия э лектропривода, значительных результатов не дали. Предельное быстродействие в контуре регулирования полож ения не превышало 0,3 с (см. рис. 6.2, кривые 1, 2, 3). Меж ду тем, если воспользоваться методикой, излож енной в п.п. 6.1.2, и применить ее для э лектроприводов с СРМНВ, то мож но получить высокие результаты.

6.2.1. Участки оптимальных траекторий движ ения привода подачи На рис. 6.2 представлены осц иллограммы переходных проц ессов до модернизац ии э лектропривода стана ХПТ450 (кривые 1, 2, 3). В общ ем случае работы позиц ионного э лектропривода в [147] предлагается весь интервал позиц ионирования разделить на семь участков. В каж дом конкретном случае количество э тих участков будет определяться долей э того участка в общ ем ц икле работы, поэ тому некоторые участки могут сливаться.

Для обоснования выбора количества участков был проведен статистический анализ осц иллограмм переходных проц ессов в э лектроприводе стана холодной прокатки труб ОАО ЧТПЗ. Из генеральной совокупности осц иллограмм была произведена случайная выборка из 10 случаев. Временной интервал каж дой из осц иллограмм был разделен на семь участков, для каж дого из которых вычислялась доля участка в общ ей продолж ительности переходного проц есса, стандартное отклонение и функц ия 2. Результаты расчетов http://susu.antiplagiat.ru/ReportPage.aspx?docId=427.4647249&repNumb=1&type=3&page=0 66/ 7.2.2014 Антиплагиат разделен на семь участков, для каж дого из которых вычислялась доля участка в общ ей продолж ительности переходного проц есса, стандартное отклонение и функц ия 2. Результаты расчетов представлены в табл. 6.1. По результатам статистического исследования построена гистограмма (рис. 6.2, б), отраж ающ ая долю в % продолж ительности каж дого из участков. Полученные значения могут рассматриваться как достоверные с вероятностью 0,95.

Анализ гистограмм переходных проц ессов э лектропривода (см. рис. 6.2, б) показал, что наиболее значимыми являются 5 участков, поэ тому весь временной интервал позиц ионирования рабочего органа (от 0 до 0,35 с) был приближ енно разделён на ряд участков: 1 – участок нарастания тока якоря (см. рис. 6.2, а, кривая 1) от 0 до 0,125 с;

2 – участок разгона э лектропривода с максимальным Рис. 6.2. Кривые переходных проц ессов станов холодной прокатки труб (а): 1 – токякоря;

2 – задание на скорость;

3-текущ ая скорость и гистограммы нагрузок э лектропривода на разных участках (б) Рис. 6.2. Кривые переходных проц ессов станов холодной прокатки труб (а): 1 – ток якоря;

2 – задание на скорость;

3-текущ ая скорость и гистограммы нагрузок э лектропривода на разных участках (б) ускорением от 0,125 до 0,2 с, когда регуляторы полож ения и скорости находятся в насыщ ении;

3 – участок работы э лектропривода с постоянной скоростью от 0,2 до 0,25 с (см. кривую 3), когда регулятор скорости выходит из насыщ ения;

4 – участок работы э лектропривода в генераторном реж име от 0,25 до 0,3 с;

5 – участок от 0,3 до 0,35 с, когда регулятор полож ения выходит из насыщ ения.

Таблиц а 6. Статистическая обработка данных о нагрузках э лектропривода подачи стана ХПТ № Длительность интервала, % t0-t t1-t t3-t t4-t t5-t t6-t t7-t 14, 10, 5, 1, 2, 6, 6, 15, 12, 5, 2, 2, 7, 8, 18, 14, 9, 2, 3, 7, 8, … … … … … http://susu.antiplagiat.ru/ReportPage.aspx?docId=427.4647249&repNumb=1&type=3&page=0 67/ 7.2.2014 Антиплагиат … … … 32, 42, 19, 4, 6, 18, 19, x=i=1fxinin x=i=1fxinin 23, 26, 12, 3, 4, 12, 12, S=i=1fni(xi-x)2n S=i=1fni(xi-x)2n 3, 5, 2, 0, 0, 1, 2, 2=i=1м(ni-niT)2niT 2=i=1м(ni-niT)2niT 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, Воспользуемсяметодикой п. 6.1.2 и попытаемся слож ную многомерную задачу разделить на ряд более простых (по числу участков). При э том на каж дом из участков сформулируем ц елевую функц ию. Как упоминалось ранее, ц елевые функц ии необязательно представляют собой традиц ионные математические зависимости, представленные аналитическими выраж ениями или в табличной форме. Очень часто в качестве ц елевых функц ий приходится принимать некоторые схемотехнические решения, к которым очень слож но применить математические проц едуры поиска э кстремальных значений (невозмож но продифференц ировать схему).

6.2.2. Реализац ия предельных характеристик в э лектроприводе подачи стана ХПТ Решим поставленную задачу оптимизац ии многомерной функц ии для позиц ионного э лектропривода, принимая на каж дом из участков единый критерий – минимум расчетного времени.

Электропривод с СРМНВ, выполненныйпо схеме с индивидуальными источниками тока, был выбран как вариант, наиболее отвечающ ий требованиям технологического объекта, характеризующ егося тяж елыми условиями э ксплуатац ии [170].

Оптимизац ия первого участка движ ения На первом участке движ ения э лектропривода сигнал рассогласования меж ду заданием на полож ение рабочего органа и фактическим сигналом выводит регуляторы полож ения и скорости в насыщ ение. На контур регулирования полож ения подают ступенчатый сигнал задания. Из-за ограниченного быстродействия контура регулирования тока выходной сигнал изменяется не мгновенно.

Предельное быстродействие контура регулирования тока в импульсных схемах питания мож но оц енить по рис. 2.10. Но э то время мож ет быть достигнуто при условии безынерц ионного исполнения контура регулирования. В реальных э лектроприводах, управляемых от микропроц ессорных устройств [58, 59, 60], время скана будет определяться э лементом задерж ки контура регулирования тока, чем и ограничиваются предельные возмож ности контуров фазных токов.

Будем считать, что контур регулирования момента имеет такое ж е быстродействие, что и контур регулирования тока (см. п. 5.3.4). На рис. 6.3 контур регулирования момента был приближ енно аппроксимирован последовательным соединением звеньев: чистого запаздывания с постоянной времени, равной времени скана, а такж е апериодического звена первого порядка, приближ енно http://susu.antiplagiat.ru/ReportPage.aspx?docId=427.4647249&repNumb=1&type=3&page=0 68/ 7.2.2014 Антиплагиат Рис. 6.3. Оптимизац ия первого участка движ ения: структурная схема системы (а);

регулятор скорости с переменной структурой (б) Рис. 6.3. Оптимизац ия первого участка движ ения: структурная схема системы (а);

регулятор скорости с переменной структурой (б) учитывающ его инерц ионность фазной обмотки двигателя. Правомерность такой замены рассмотрена в гл. 5.

Структурная схема контура регулирования скорости представлена на рис. 6.3, а. Из классической теории автоматического управления известно, что в системе, содерж ащ ей звенья чистого запаздывания, интегрирующ ее и апериодическое, увеличение контурного коэ ффиц иента передачи последовательного корректирующ его устройства приводит к неустойчивому реж иму работы (см. рис. 6.4, кривая 1) [148].

Рис. 6.4. Кривые переходных проц ессов в контуре регулирования тока до введения коррекц ии (1) и с регулятором переменной структуры (2) Рис. 6.4. Кривые переходных проц ессов в контуре регулирования тока до введения коррекц ии (1) и с регулятором переменной структуры (2) Указанную проблему мож но преодолеть, если выбрать регулятор с переменной структурой [43]. В [30, 31, 181] были исследованы возмож ности регуляторов переменной структуры для э лектропривода с СРМНВ. Остановимся на некоторых принц ипиальных моментах.

На рис. 6.3 б дана структура регулятора, коэ ффиц иент передачи которого зависит от линейной комбинац ии сигнала ошибки и ее производной (в нашем случае от величины э лектромагнитного момента).



Pages:     | 1 |   ...   | 3 | 4 || 6 |
 





 
© 2013 www.libed.ru - «Бесплатная библиотека научно-практических конференций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.